為執行長期監視任務的便攜式遙測系統供電，向人們提出了有趣的設計挑戰。電池不適合于某些關鍵性應用，且在這些環境中，設計人員一般用無線感應鏈路來傳輸功率與數據。感應鏈路由一個驅動固定初級線圈的射頻發射器與一個為便攜式裝置提供電源的松耦合次級線圈組成。對設計工程師來說，測量發射功率相當重要，因為它會限制設計人員可包含至便攜式裝置中的電路數量。但不幸的是，傳統測試設備不適合執行該任務，因為標準電壓探頭會拾取初級線圈上感應的噪聲，且在某些應用中，便攜式裝置密封在一個不能接入電纜或探頭的小盒子中。

圖1所示電路可減少噪聲效應，因其VFC（電壓－頻率轉換器）可產生對噪聲進行積分或取平均的PPM（脈沖位置調制）輸出信號VOUT。此外，該設計還利用“負載調制”來消除有線連接。當PPM信號驅動MOSFET開關Q1時，開關會連接一個由D2及次級線圈LS兩端的串聯電阻器RSF及RSV組成的附加負載網絡。負載調制接收器連接至初級線圈并恢復PPM信號。當您用表面貼裝元件來構建時，VFC電路僅占用238 mm2的電路板面積。
　　
為了解該電路的工作原理，我們假設一個125kHz的正弦磁場在次級線圈LS中感應出大約4V ~ 16V的電壓。為提高功率轉換效率，LS與CS構成一個負載系數QL大約為8的125kHz調諧回路。肖特基二極管D1對LS中感應的電壓進行整流，而C1則提供低通濾波。所得直流電壓VX為低壓差穩壓器IC1供電，而IC1又給VFC IC2和負載電阻器RLF與RLV提供恒定的3V。微調電位器RLV將輸出電流設定為2.5mA ~13.5 mA。
　　
低壓差穩壓器與VFC的總耗電流為數十微安，與輸出電流相比可忽略不計。因此，IIN近似等于IL。下面公式1表示感式電源所產生的直流輸出功率：
（公式1）
　　
式1顯示的輸出電流為常數，故直流輸出功率PX與直流輸出電壓VX成正比。在通過RLV設置已知的初始輸出電流的調整后，您即可通過測量由VFC數字化的傳輸直流電壓來測試感應式電源的輸出能力。為減少功耗、元件數與印制電路板面積，可用一個由RC、RD及C5組成的簡單無源積分網絡來取代構成典型VFC輸入級的傳統運放積分器。
　　
VFC產生一個上升沿斜率與積分電容器C5兩端的電壓VX成正比的恒定幅度鋸齒波電壓。當電容器兩端電壓達到一個高參考電壓時，開關Q2迅速將電容器放電至一個低參考電壓。此動作產生一個頻率與輸入電壓VX成正比的自由振蕩波形。一個由比較器IC2、正向反饋網絡R1、R2與C3、以及電源電壓分配器R3、R4、C4組成的同相施密特觸發器，定義了高、低電平參考電壓，如公式2及公式3所示：

??（公式2）
? ?（公式3）
　　
公式3表明，為將積分電壓復位至大約0V，R1值必須稍低于R2值。利用E12串聯電阻器的標準值并考慮功耗限制，選擇R1值為8.2 MΩ及R2值為10 MΩ。并分別用這些值來代替公式2及公式3中的值：

（公式4）
　　
為了解VFC的工作原理，假設在啟動時電容器C5充分放電。因此，比較器IC2的輸出VOUT為低、且MOSFET開關Q1與Q2關閉。在這種情況下，通過RC及RD的電流開始以時間常數tC=(RC+RD)×C5對C5充電至VX。當電容器C5的電壓在時間tX達到施密特觸發器的上限閾值電壓時，比較器輸出VOUT上升至VDD并接通MOSFET開關Q1與Q2。開關Q2以時間常數tD≈RD×C5通過RD為C5放電。同時，Q1產生一個負載調制脈沖。
　　
當VC=VTL時，比較器輸出降至0，恢復初始狀態并重復該過程。如圖2中的跡線1所示，電路行為就像一個自由振蕩器，其中C5兩端的電壓在施密特觸發器的閾值電壓之間上升和下降。假設放電時間常數tD遠小于充電時間常數tC，則放電時間tON明顯小于積分時間tX。如圖2中的跡線2所示，比較器輸出提供一個具有大約320ms短脈沖的PPM信號。

公式5及公式6分別為計算波形tX與tON脈寬的完整表達式：

??（公式5）

??（公式6）
　　
這些公式雖對于設計圖1中的VFC很有用，但對電路的整體傳輸函數來說不夠直觀。您可以運用以下近似來簡化計算：由于tX>>tON，因此PPM輸出頻率近似為fX≈1/tX。正常工作時，與施密特觸發器的閾值電壓相比，VX達到一個相對較高值，且您可以將電容器C5的充電規率線性化為一條斜率恒定的斜線（公式7）：

? ?（公式7）
　　
根據公式4，施密特觸發器的高、低閾值電壓分別為VTH≈VDD及VTL≈0V。利用這些近似值，PPM輸出頻率可簡化為：

??（公式8）
　　
公式8表明，正如圖3在實驗上證實的，圖1所示電路呈現為一個電壓－頻率傳輸函數（或傳遞函數）。VFC的功耗較低，例如，在12V直流電壓上 ，VFC的電流消耗約為36mA。