基于DSP的并聯電力有源濾波器的仿真研究

1引言

近十年來，隨著電力電子技術的飛速發展，電力有源濾波器(簡稱APF)逐步進入成熟應用的階段。電力有源濾波器是一種基于脈寬調制、信號處理和大功率高速自關斷電力電子器件的電力電子設備(不排除利用多重化技術由低頻器件構成等效高頻拓撲結構方式和早期的強迫換流方式)，它通過向交流電力系統實時注入與系統諧波相位相反大小相等的補償諧波，達到消除系統諧波污染的目的。國內對電力有源濾波器的研究起步很早，所取得的理論成績也并不比國際水平低，但是由于國民經濟實力的限制，造成資金和制造技術落后以及供求關系難以形成，這一先進產品一直處于實驗室階段。

國外工程界已對有源濾波器進行了多年的實踐，在電力電子設備的制造技術和運行方面積累了豐富的經驗，目前已經先后有ABB、西門子、梅蘭日蘭等幾家外國公司開始在我國國內推銷該類產品。在這種情況下，推動國內電力有源濾波器的實用化研究具有迫切的現實意義。本文希望從工程應用的角度發表一些淺見。

2研究方案選擇

文獻[1]列舉了數百篇APF的相關文獻，對近年來的有源濾波器技術進行了概括性的點評。串并聯合用的APF(又稱UPQC)對電力系統的諧波抑制效果最佳，但成本最高，適用范圍受限；串聯型APF主要適合于抑制電壓型諧波和擾動；并聯型APF做為最基本的、也是最早出現的系統形式，主要適合于抑制電流型諧波和擾動。

文獻[2]將負載產生的諧波分為電流源型和電壓源型，認為并聯型APF對前者有較好的補償效果而對后者補償效果較差，串聯型APF則反之。雖然這樣的分析有重要的理論意義，但是從現場的實際情況來說，文獻[2]中純粹的電容性整流型負載并不存在，即便在對蓄電池充電的場合，也會加裝直流側的平波電抗器，退一步說，即便存在這類負載，在交流側的隔離變壓器前也可使用并聯型APF對負載進行補償。因此，可以說并聯型APF的適用范圍要比串聯型APF大得多。另外，由于工業型的三相三線制APF技術改進后即可用于民用的三相四線制情況，本文的仿真限于對工業型APF的研究，如圖1所示。

圖1有源濾波器示意圖

圖2同步d?q坐標法的階躍響應

圖3同步d?q坐標法的斜坡響應

APF技術的關鍵在于：

（1）指令電流分離技術；

（2）補償電流形成技術；

（3）整體系統的穩定控制。

對補償電流的形成，目前公認的適用于較大功率場合的方法如文獻[8]提供的固定頻率的空間矢量脈寬調制(SVPWM)技術，只要開關頻率足夠高，逆變器就有足夠的響應速度；對于整體系統的穩定控制策略涉及復雜的數學推導，不在本文討論范圍內；指令電流分離技術的種類繁多，而且這一部分性能的好壞直接影響APF整體性能優劣，是本文討論的重點；另外由于近年來DSP技術的迅猛發展，使在APF設計過程中充分利用數字技術的優點并附加復雜功能的方式成為可能，因而在工程應用中用DSP實現具體算法是有意義的。

當前除直接使用模擬濾波器以外的幾乎所有指令電流分離技術都可以用DSP實現，其中比較適合的方式有：瞬時虛功率法、同步d?q坐標法[3]、無差拍法[4][5]和檢測逆變器直流電容電壓換算的方法[6]。但是瞬時虛功率法在系統電壓出現畸變時不能準確檢測諧波電流(見文獻[9]第6章)。無差拍控制法基于零極點配置技術，對系統參數非常敏感，難以適用于實際工程應用，本身就還有待改進。檢測直流電容電壓的方法[6]在極端情況下將會負擔一個周期的負載有功損耗[6]，因而僅適用于相對較小功率場合。同步d?q坐標法對負載電流進行旋轉Park變換后利用數字積分方法直接抽取對應于交流側電氣量基波成分的方法，再利用簡單加減法獲得補償電流指令值，物理意義明確而且易于實現；文獻[3]在同步d?q坐標軸上進行積分的同時，以當前點的測量值為基準，根據坐標軸上各次諧波軌跡延伸預測下一點應產生的瞬時補償電流，具有很明確的物理意義和工程實用性，可用于大功率場合，是本文的首選方案。

3仿真結果

本文利用MATLAB對文獻[3]的方案進行了仿真研究，利用電氣庫對一次部分進行建模，利用SIMULINK的基本庫和S?函數構建具體的離散算法，并在NT工作站上進行仿真。同步d?q坐標法的動態響應如圖2及圖3所示：(仿真頻率為50Hz)

圖2中，虛線為代表交流電流輸入值，幅值呈兩次上下階躍變化，實線為同步d?q坐標法的計算輸出值，實線在第一個周期0?02s的上升過程是由于計算中數字積分的數組初始狀態為全零值，必須經過一個周期才能精確跟上系統值的過程，這一過程會導致APF調制錯誤，在實際運用中可以利用封閉一個周期的逆變器控制脈沖的方法避過。由圖2可見，這一方法需要約一個周期時間做到精確跟隨輸入信號的變化，這也是任何一種方法都不可避免的；如果計及電源跟上負載變化有一定的延遲，當負載突然增加，電源供電能量增加之前，APF將為負載提供一部分能量；反之，APF將吸收一部分電源多提供的能量。這說明在實際系統的變化過程中，APF將會在電源和負載之間起到一定的緩沖作用。實際工程設計中必須考慮到這種情況帶來的器件容量的選擇問題。

圖3中第一個周期的情況同上。由圖3可見，同步d?q坐標法的斜坡響應滯后于輸入信號的變化約半個周期，表明在負荷單調連續變化過程中，APF將

圖4負載電流波形及頻譜分析

圖5補償后電源電流波形及頻譜分析

圖6大電流情況下電源電流波形及頻譜分析

注：圖5中的頻譜分析中2000Hz以上部分有小的突起，這些部分可以很容易地用并接小電容的方法濾除，由于SIMULINK未能仿真出這一效果，故有待使用試驗樣機進行驗證。

持續為負載提供能量，或將持續被電源充電；這將會導致逆變器直流側的電壓不穩；由于不論數字式濾波或模擬式濾波都有的滯后性，這種情況難以避免，當然在實際系統中，將會由電容電壓控制部分進行調節，以補償電容能量的波動，因而實際的運行效果不會這么惡劣。實際系統中，傳統的PI控制法需要人工通過現場試驗調整，如何簡化整定方法或采取其它策略獲取較好的特性還有許多工作可做。

基于諧波電流預測控制法進行指令電流分離和預測的推算方法和有關公式請參閱該文獻[3]，這里僅列出部分仿真結果如圖4及圖5所示。

圖4和圖5中的仿真條件見表1。

表1圖4和圖5的仿真條件

(1)在負載電流較大的情況下(減小負載阻抗)，APF的補償效果明顯改善，如圖6所示，圖中的頻譜分析方法同上：THD=1?98％

其中原因可能是因為相同一次情況下固定的開關頻率對應的調制引起的高頻諧波電流基本相近，尚需進行具體的分析。

(2)補償電感確定時，諧波電流抑制的效果與電容電壓的關系為：(電容電壓值以滿足符合有關標準的補償效果為合適值)

?電容電壓低于合適值(欠補償狀態)諧波較大，主要為低頻畸變。分析主要原因為逆變器飽和，無法產生足夠的實時補償電流，補償效果不佳；

?電容電壓高于合適值(過補償狀態)諧波較大，主要為高頻畸變。分析主要原因為逆變器工作時產生的補償電流的震蕩。

?電容電壓處于合適值范圍，補償后電源電流諧波在允許范圍以內。

(3)文獻[9]中認為直流側電容電壓至少應大于3倍的交流側電壓峰值，并給出了具體的分析，但是在實際仿真中，將電容電壓降至450V，遠低于3倍的交流側電壓峰值，仍然得到了如圖5的效果，考慮原因是本文所使用的SVPWM方法特性與文獻[9]中的情況不同，具體情況有待進一步分析。

4結語

(1)通過具體的仿真研究發現，文獻[3]提供的基于同步d?q坐標軸法的諧波預測算法對三相三線制整流負載的特征諧波具有較好的檢測效果，在較大功率的應用場合有較好的適用性，但是對于系統中的瞬變過程以及分數次諧波無效，對這部分信號的抑制作用由APF的基本原理完成。

(2)由于短期內電力電子器件本身的限制，一方面IGBT等相對快速的器件還未能達到足夠的開斷和耐壓容量，另一方面器件的價格造成高電壓、大電流的APF成本很高，而且即便采用各種多重化技術，這類裝置要完全取代現有的傳統技術，無論從資金、制造技術來說法，在國內外都不現實(美、日等國的制造水平約為單臺1000kVA以內[1])；

而在中小功率的負載端，并與傳統技術結合，應用于各級電網專門治理諧波污染，有廣闊的或者說即將有廣闊的前景。因而在實際的與傳統技術配合的過程中，對文獻[3]提出的方法需要做出適當的改進。

(3)文獻[3]本身的仿真沒有考慮系統阻抗對補償效果的影響，這一假設在實際系統中負載端正常運行時是可以接受的，進一步的仿真也說明在系統阻抗相對于負載阻抗較小的場合，這種諧波預測方法可以取得較好的效果。

綜上所述，本文所選的方案具有較好的工程可實現性。