我曾發表過一篇“直流電源PWM級聯與多電平逆變器的技術改革”的文章，這是針對電壓型逆變器而寫的。實際上，根據電壓型與電流型逆變器的對偶性原理，這種改革的思想也同樣可以應用到電源型逆變器。

　　所謂電流型TPWM（Trapezoida-PWM）逆變器的級聯，就是把N個出電流為TPWM波形的相同三相逆變器進行并聯疊加。當前常用的三相電流型TPWM逆變器的共同特點是，并聯疊加與TPwM控制，都是在逆變器上進行的，這種級聯方式存在著使用的器件較多、開關損耗較大、制造成本較高的缺點。如果把并聯疊加與TPWM控制都移到直流電流源上進行，可以減少使用元器件的數量，特別是可以減少使用TPWM開關器件的數量，并使逆變開關自然地工作在ZCS狀態。這樣，不僅僅提高了逆變效率，同時也大大降低了逆變器的制造成本。

　　1 基本三相TPWM直流電流源逆變器的工作原理

　　基本三相TPWM直流電流源逆變器的原理電路如圖1所示。這是一種新型三相TPWM直流電流源逆變器。它與一般的三相電流型TPWM逆變器有一個很大的差別，即輸出電流的TPWM控制，不是在逆變開關上進行的，而是在直流電流源上進行的。即在直流電流源與各相輸出2H橋逆變器2HA、2HB、2HC之間，分別串入了一只開關管VTA、VTB、VTC，用這三個開關管對直流電流源進行TPWM控制，使各相直流電流IdA、IdB、IdC。得到像單相全波整流器輸出電壓那樣的TPWM直流電流源波形，而后將此波形再經過后面的GTO2HA、GTI2HB、GTO2Hc逆變橋的同步ZCS逆變，就可以變成為三相TPWM交流電流輸出。

　　不過對于電流型逆變器直流電流源進行TPWM控制，不同于對電壓型逆變器直流電源的SPWM控制，即它不能各相獨立地對直流電流源進行TPWM控制，必須按照電流三相逆變器TPWM控制的特點，將三個相的直流電流源一起同時進行TPWM控制，使三相的直流電流源的輸出電流IdA+IdB+IdC=Id，以保證在TPWM調制工作過程中，使直流電流源Id的輸出電流穩定不變。

　　下面介紹三相基本TPWM直流電流源逆變器的工作原理。

　　圖1所示的三相基本TPWM直流電流源逆變器，采用的是變載波三角波TPWM控制，其中梯形調制波的波形，和兩組相位相差180 o的載波三角波的波形如圖2所示，在TPWM控制過程中，兩組載波三角波uc和uc'，必須以各相調制波uT的周期為間隔，交替地進行切換，并與各相梯形調制波uT進行比較，在梯形波大于三角波的部分產生正脈沖，小于部分產生零脈沖，用這樣的TPWM控制法，對三相電流型逆變器的直流電流源分別在開關TVA、TVB、TVc上進行TPWM控制，就可以保證換流在相鄰相之間自動準確地進行，并保證使直流電流源Id兩端的輸出電流Id=IdA+IdB+IdC穩定不變。

　　三相梯形調制波uTA、uTB uTC與兩組載波三角波uC和uC'切換位置的對應關系如圖3所示。各相均須按照梯形波的周期，交替地進行切換。

　　對于圖l所示的三相基本TPWM直流電流源逆變器中的電流源Id，采用上述的TPWM控制得到的各相直流電電流IdA、IdB、IdC和Id的工作波形，如圖4所示。由此工作波形圖可以看出：逆變器的換流是在相鄰相之間進行的。例如在圖4中區間A的t1～t5期間，電流是在A、C相之間轉換；在區間B的t6～t10。期間，電流是在B、C相之間轉換；在區間C，電流是在A、B相之間轉換；在區間D，電流又回到在A、C相之間轉換……。

　　電流轉移的方向如圖4中的箭頭所示。這樣，三相的GT02H橋直流電流源的直流電流波形如圖4中的IdA、IdB、Idc所示，都得到了TPWM調制。其中每一相的TPWM直流電流波形，就像是單相全波整流器輸出電壓的TPWM電流波形。此波形的基波過零點為零電位。因此經過其后面的GT02H橋的ZCS同步逆變，就可以得到三相基本TPWM直流電流源逆變器的三相交流電流iA、iB、iC的輸出。由于GT02H橋逆變器是工作在ZCS狀態，故可以選用廉價的低頻開關器件如GTO或SCR等。

　　三相基本TPWM直流電流源逆變器的控制電路示意圖如圖5所示，圖中核心部分有四個，即三相梯形波發生器、兩組載波三角波發生器、兩組載波三角波切換電路和梯形調制波與載波三角波進行比較產生驅動脈沖的比較器，其中兩組載波三角波切換電路是電流型TPWM逆變器特有的。在圖5中，由于調節逆變器輸出電流是通過控制電流源的整流電壓來實現的，故在圖中沒有畫出。

　　這里應當指明的一點是，影響TPWM調制模式的參數有兩個：一個是調制度M=UT／Uc，另一個是載波比F=ωC／ωT為3的倍數，一般令M=1，F≥9。F越大對輸出電流波形的改善效果越好，但同時要求開關管的開關速度越來越快，成本也越來越高。

　　2 N個三相基本TPWM直流電流源逆變器的并聯疊加

　　三相基本TPWM直流電流源逆變器的并聯疊加，是把N個如圖1所示的三相基本TPWM直流電流源逆變器中各相TPWM直流電流源，按照A、B、C三相分別直接并聯疊加，而后再通過各相的GT02H橋進行同步逆變而得到三相交流電流輸出的一種三相TPWM直流電流源級聯式多電平逆變器。A相N個TPWM直流電流源直接并聯疊加的電路，如圖6所示。這種逆變器的特點是把級聯疊加和TPWM控制，從逆變器的開關移到了直流電流源TPWM控制開關VTAl、VTA2……VTAN上進行。這種改革給級聯式多電平逆變器帶來了很多優點：減少了開關管的數量；減少了TPWM等效總開關次數；使逆變開關工作在zCS狀態；利用廉價的低速開關器件如GTO或scR等；提高了逆變效率；降低了制造成本；非常適合于7～l 5電平大功率電流型逆變器使用。這是我們近期新開發的一種新型電流型多電平逆變器。這種多電平逆變器輸出電流的m=2N+l，要得到這樣的交流電流波形輸出，圖6中各個直流電流源控制開關VTA1、VTA2、VTAN的TPWM控制，必須采用同一個A相梯形波μTA作為調制波，兩組載波三角波μc1～μcN；μcl’—μcN必須依次滯后2丌／N相位角，以使IdA1、IdA2……IdAN具有相同的基波電流，便于級聯疊加。

　　用N=4個三相基本TPWM直流電流源逆變器并聯級聯疊加的三相9電平逆變器的原理電路，如圖7所示。四個直流電流源的電流Id1=Id2=Id3=Id4，通過各自的TPWM控制開關VTAl、VTA2、VTA3、VTA4對電流進行TPWM控制，它們的載波三角波uC1、uc2、uc3、uc4和ucl’、uc2’、uc3’、uc4’依次滯后2丌／4相位角，并共同采用同一個A相梯形波uTA作為調制波進行調制，得到各電流源的TPWM輸出電流IdA1、IdA2、IdA3、IdA4。IdA=IdA1+IdA2+IdA3+IdA4就是A相輸出到GT02HA逆變器上的直流輸入電流源電流，此電流是一個類似于單相全波整流電壓波形的直流TPWM波形如圖7中的波形所示。然后對這種直流電流源電流通過后面的GT02HA橋進行同步逆變后，就可以得到9電平TPWM A相交流電流iA輸出。三相交流輸出電流中的B相和C相的工作原理和輸出電流波形，與A相相同。

　　該多電平逆變器的控制電路如圖8所示。這是一種原理示意圖，它主要由圖5所示的4個控制電路組合而成的，其中最重要的是兩組載波三角波uC和uC’的切換電路，它是保證實現相間TPWM控制準確換流的關鍵。

　　3 N個三相基本TPWM直流電流源逆變器并聯疊加的特點與開發前景

　　原始的120。方波電流型逆變器，存在著輸出電流波形差，波形中含有較多奇次諧波，這對電動機會產生很不利的影響，而采用N個三相基本TPWM直流電流源逆變器并聯疊加，可以極大限度地改善輸出電流的波形，使諧波含量大大減少。

　　N個三相基本TPWM直流電流源逆變器并聯疊加，是根據文獻介紹的直流電源PWM級聯式多電平逆變器，通過電壓型一電流型逆變器的對偶性開發出來的，因此兩者具有相同的電路結構型式，輸出電流(壓)都比較接近于正弦，都可以不用輸出交流濾波器，都具有較快的動態反應速度，都是使用元器件數量最少，開關損耗最少，逆變效率最高，造價最低的一種多電平逆變器。只不過一個是電壓型多電平逆變器，另一個是電流型多電平逆變器而已。也正是由于這個差異，就使兩者之間出現了如下的不同特點：電壓型多電平逆變器要用疊加二極管和反饋二極管，采用的是SPWM控制；而電流型多電平逆變器不用疊加二極管和反饋二極管，使電路更為簡化，但必須采用TPWM控制，而不能采用SPWM控制，以保證相間準確換流，和電流源輸出電流的穩定不變。

　　三相基本TPWM直流電流源并聯疊加多電平逆變器，是經過我們長時間的研究最新開發出來的一種新型電流型多電平逆變器，其特點是托級聯疊加和TPWM控制從逆變器中分離出來，移到直流電流源TPWM控制開關上實現，以達到減少開關器件數量、減少開關損耗的目的。這種研發的指導思想，實際是對多電平逆變器進行電路簡化的一種技術改革，由于這種改革，也使電流型多電平逆變器的性能有了明顯的提高，是當前多電平逆變器研究的一個新的重要的發展方向。

　　4 結束語

　　通過本文的介紹，新型直流電流源TPWM級聯式多電平逆變器，是一種最新研發出來的性能優越的多電平逆變器。與當前鉗位式或級聯式電壓型多電平逆變器、典型電流型TPWM疊加式多電平逆變器相比，具有如下優點：

　　①所用器件最少，成本最低；

　　②等效總開關次數最少，逆變效率最高；

　　③逆變開關工作在ZCS狀態，可以用GTO或SCR作開關；

　　④TPWM控制方法簡單，動態響應塊；

　　⑤輸出電流接近于正弦，可以不用交流濾波器；

　　⑥最適合于電平數m=7～15的大、中功率逆變器；

　　⑦體積小、重量輕。