如圖所示的Buck 變換器工作在連續模式，由一個簡單的，但是工作在100千赫的有效PWM 控制器控制。因為開放集電極輸出，使用一個由Q211/212 組成的驅動器來驅動P溝道MOSFET。通過Q209，D223和L6的峰值電流是6.3A。功耗差不多很容易被確定了。結果是∶器件需要的散熱器的熱阻不小於25℃/W。

　　由於肖特基二極管的快速開關，寄生振蕩激烈，必須采用RC 網絡R246/C250和R247/C249 抑制。雖然在文獻中有很多如何確定這些網絡值的等式，經驗顯示計算值僅僅是實驗優化的一個初值。原則上，使用相容在一個FYP2010中的兩個二極管是可能的，但在這種情況下，每個封裝的功耗加倍了，散熱復雜了。另一個用兩個二極管代替一個的理由是，即自驅動同步整流器(未列出)準備的PCB 需要兩個單獨二極管。

　　6. 待機電源

　　由FSD210B 驅動的flyback 電源(圖5)，不僅產生5v輸出電壓，而且也給FAN4800和FAN7382供電。通過OC2，主電源在待機期間是完全關閉的，只有這個電源仍然工作。

　　通常這種電源沒有什麼特別的，而且可以很容易地在AN-4137和相關電子數據表，或SMPS 設計工具[3]的幫助下進行設計。

　　實際設計的輸出電壓是5V，電流是0.3A，但有了上述工具，改變設計到一個不同輸出電壓和功率高達約6W，并不是一個問題。由於使用FOD2711BTV，輸出電壓下降到3.3V 也不是問題。

　　7. PCB 布局和機械構造

　　在文獻[4]中可以找到功率電子布局規則，談到高di/dt 的回路封閉區域和高dv/dt 節點的銅箔區域必須盡可能小，旨在減少電磁干擾。另外，Q1的源引腳，R233接地，R5右側和FAN4800 接地引腳應該連接成星形，以減少共阻抗耦合的負面效應。

　　實際中的問題有∶對於較高輸出功率，PCB會較大;功率半導體必須放置在大散熱器上。結果是，往往不可能使回路小到應該達到的值，同時結合電流密度規則，布線和星形的銅芯面積會破壞完整的電路板。因此，一種高功率電源PCB有時是一種妥協，尤其是考慮成本須選擇單面PCB。

　　如果密切留意實際的電路板，你會發現一些不太重要的信號走的路線不一定是最短路徑。這允許仿效星形連接的大型接地平面。此外，接地平面和熱信號之間的間隔應盡可能小(考慮可靠性，對於給定電壓，間距約2mm)，以使回路最小。其次是成本因素，由一個2mm 厚鋁板組成的簡單散熱器，被彎曲成‘U’形，并被應用到初級和次級。只有Q1，消耗更多功率，需要一個額外的散熱器。

　　8. 測試結果

　　本電路板有一份詳細的測試報告。這里顯示了三項測試結果。

　　8.1 待機電源和輸入電壓

　　見圖78.2 全負載效率和輸入電壓見圖8

　　輸入電壓大於110VRMS時，效率遠高於預計的81%。對較小的電壓，數據可通過一個低阻抗EMI濾波器和去除NTC1提高。

　　8.3 功率開關和二極管波形見圖9

　　圖9 的左側顯示Q212 的漏極電流(下跡線)和電壓(上跡線)。從電流看來，CCM中的PSU工作是很明顯的。該漏極電壓被很好地箝制在直流電源電壓，當MOSFET關閉時。變壓器去磁化之後，電壓開始下降。斜率由變壓器激磁電感和MOSFET 的CDS確定的諧振值決定。

　　當MOSFET 導通時，漏極電壓有機會接近最低值，但由於勵磁電感的高誤差(+/-30%)這可能因不同電路板而異。圖10 的二極管波形清楚地顯示了當二極管關閉時的寄生振蕩。