關于UPS的工作原理，很多人應該有一個模糊的概念，并不是很清楚，具體的工作原理是怎樣的。而且對于使用UPS的用戶來說，了解它的工作原理是很有必要的。今天這里就詳細地介紹一下有關UPS工作原理的知識。當在線式UPS在電網供電正常時，電網輸入的電壓一路經過噪聲濾波器去除電網中的高頻干擾，以得到純凈的交流電，進入整流器進行整流和濾波，并將交流電轉換為平滑直流電，然后分為兩路，一路進入充電器對蓄電池充電，另一路供給逆變器，而逆變器又將直流電轉換成220V，50Hz的交流電供負載使用。當發生市電中斷時，交流電的輸入已被切斷，整流器不再工作，此時蓄電池放電把能量輸送到逆變器，再由逆變器把直流電變成交流電，供負載使用。因此，對負載來說，盡管市電已不復存在，但此時負載并未因市電中斷而停運，仍可以正常運行 。

在線式UPS工作原理

電路結構如圖3－1所示，輸入濾波器實質上就是EMI濾波器，一方面濾除、隔離市電對UPS系統的干擾，另一方面也避免UPS內部的高頻開關信號“污染”市電。

在線式UPS不論是由市電還是由蓄電池供電，其輸出功率總是由逆變器提供。市電中斷或送電時，無任何轉換時間。

平時，市電經整流器變成直流，然后再由逆變器將直流轉換成純凈的正弦電壓供給負載。另一路，市電經整流后對蓄電池進行充電。正常供電時的工作原理見圖3－1（a）。

圖3－1（a）正常供電時在線式UPS工作原理示意圖

一旦市電中斷時，轉為蓄電池供電，經逆變器把直流轉變為正弦交流供給負載。市電中斷時的工作原理見圖3－1（b）。

圖3－1（b）市電中斷時在線式UPS工作原理示意圖

圖3－1（c）市電正常而逆變器故障時的工作原理示意圖

在市電正常供電狀態下，若逆變器出現故障，則靜態開關動作轉向由市電直接供電，此時的工作原理見圖3－1（c）。

如果靜態開關的轉換是由于逆變器故障引起，UPS會發出報警信號；如果是由于過載引起，當過載消失后，靜態開關重新切換回到逆變器輸出端。

2在線式UPS充電電路

雖然后備式UPS中的恒壓充電電路具有電路簡單、成本低廉等優點。但這種充電電路使蓄電池組初期充電電流較大，影響蓄電池的壽命。所以在在線式UPS中一般采用分級充電電路，即在充電初期采用恒流充電，當蓄電池端電壓達到其浮充電壓后，再采用恒壓充電。在線式UPS蓄電池的典型充電特性如圖3－2所示。

圖3－2在線式UPS蓄電池理想充電過程

圖3-3 小型在線式UPS充電電路

圖3－3所示為某小型在線式UPS的充電電路，該電路的工作原理如下：

變壓器將市電電壓由220V降到110V，經整流濾波后變成140V的直流電壓U1，這個電壓分成兩路：一路由R1降壓和V1、V2穩壓后，得到18V左右的電壓U2，加到集成控制器（UC3842）的7端，作為該控制器的輔助電源；另一路經電感L1后加到場效應管V3的漏極。V3工作在開關狀態，是個提升式（BOOST）開關穩壓器，當UC3842的6端輸出一正脈沖方波時，V3導通，電壓U1幾乎都降在電壓L1上，通過L1的電流等于漏極電流ID，當正脈沖方波過去后，在該脈沖的后沿激起一個反電勢電壓式中：Δu為瞬時反電勢電壓，Δt為脈沖下降時間。

這個反電勢電壓的方向正好與整流電壓U1相疊加，經過二極管V4的充電電壓UO為：

UO=U1＋Δu

這樣，蓄電池就得到了足夠的充電電壓，因為Δt和ΔID由電路參數決定，該充電電壓是固定不變的。隨著電池組的充電，當其端電壓提高到設定值后，再經R7送到RP及R5組成的分壓器上，經分壓后的反饋信號送到UC3842的輸入端2，經過該信號的控制，使6端輸入脈沖的頻率降低，這樣一來充電電壓的平均值比原來減小，于是充電的電壓被穩定下來。

電流的控制過程是這樣的：電流的采樣信號是由V3源極上的R10取得的，當充電電流增大時，由于對應頻率的增加，V3開關頻率增加，在R10上通過電流所造成的電壓平均值增大，這個增大了的電壓US經R11、C6平滑后送到UC3842的3端，使6端輸出脈沖的頻率下降，從而也穩定了電流。

由上述可見，這個充電電路實際上是個具有限流穩壓功能的開關電源，只要將額定電壓、浮充電壓、恒流充電電流設置恰當，就能使蓄電池的充電過程基本上沿著理想的充電曲線進行，從而延長蓄電池的使用壽命。

3在線式UPS逆變器

3.1逆變器控制技術——正弦脈寬調制

正弦脈寬調制是根據能量等效原理發展起來的一種脈寬調制法，如圖3－4所示。

為了得到接近正弦波的脈寬調制波形，我們將正弦波的一個周期在時間上劃分成N等份（N是偶數），每一等份的脈寬都是2π/N。在每個特定的時間間隔中，可以用一個脈沖幅度都等于UΔm、脈寬與其對應的正弦波所包含的面積相等或成比例的矩形電壓脈沖來分別代替相應的正弦波部分。這樣的N個寬度不等的脈沖就組成了一個與正弦波等效的脈寬調制波形。假設正弦波的幅值為U～m，等效矩形波的幅值為UΔm，則各等效矩形脈沖波的寬度為δ式中：

βi是各時間間隔分段的中心角，也就是各等效脈沖的位置中心角。上面的公式表明：由能量等效法得出的等效脈沖寬度δ與分段中心βi的正弦值成正比。

圖3－4正弦脈寬調制的能量等效圖

當N=20，Um（n）/Um（1）與U～m/UΔm的關系曲線

（a）調制電路

（b）波形圖

圖3－5正弦脈寬調制法調制電路及波形圖

在實際的小型UPS中，常用圖3－5（a）所示的用比較器組成的正弦脈寬調制電路來實現上述脈寬調制的目的。若將三角波脈沖送到比較器的反相端（？），將正弦波送到比較器的同相端（），則在正弦波電壓幅值大于三角波電壓時，比較器的輸出端將產生一個脈寬等于正弦波大于三角波部分所對應的時間間隔的正脈沖。于是在電壓比較器的輸出端將得到一串矩形方波脈沖序列。假設三角波的頻率fΔ與正弦波的頻率f之比為fΔ/f～=N（N稱為載波比），為了使輸出方波滿足奇函數，N應是偶數。如果假定在正弦波大于三角波的部分所產生脈沖的中心位置，就是每一段脈沖的中心位置βi。

從圖3－5（b）可以看到，由于三角形Δabg與Δcdg相似，經推導，脈沖寬度δi可用下式表示：當載波比N固定，且N》20時，在比較器輸出端產生的矩形脈沖的寬度正比于正弦波的幅值U～m與三角波幅值之比，該脈沖寬度也正比于分段中心角βi的正弦值，對于圖3－5（b）所示的脈寬調制波形，其高次諧波的幅值表達式為：式中：n表示諧波次數

當n=1（基波）時，有由上式可知：基波幅值Um（1）及各次諧波的幅值Um（n）與脈沖寬度δ有關，而脈寬δ又與調幅比U～m/UΔm有關。因此，只要適當地調節輸入到比較器同相端的正弦波電壓的幅值大小就可以調節逆變器電壓的大小。圖3－6給出了Um（n）/Um（1）max（各次諧波的幅值與基波最大值之比）與U～m/UΔm（調幅比）的關系曲線。由圖3－6可以看出：在這種調制方式下，當正弦波的幅值小于三角波的幅值時，即0≤U～m/UΔm≤1時，逆變器輸出電壓的基波分量幾乎是與調幅比U～m/UΔm的數值成線性變化；當正弦波幅度等于三角波幅度時，逆變器輸出電壓的基波分量大約等于0.8Um（1）max；此后，若繼續增大正弦波的幅度，即U～m》UΔm時，逆變器脈寬調制輸出的正弦分布特性開始遭到破壞，這時Um（n）/Um（1）max與調幅比U～m/UΔm之間失去線性關系，開始呈現非線性特性。這種正弦脈寬調制方式的另一個重要特點是：在正弦波幅度小于三角波幅度范圍內，輸出波形中不包含3、5、7次等低次諧波分量。在脈寬調制輸出波中僅存在與三角波工作頻率相近的高次諧波。

圖3－6正弦波脈寬調制法

對于載波比K≥20的正弦脈寬調制波形來說，這些高次諧波分量是17、19次諧波分量。在目前實際使用的中、小型UPS中，正弦波的工作頻率是50Hz，三角波的工作頻率在8～40kHz之間。因此，采用這種正弦脈寬調制法的逆變器輸出電壓波形中，實際上基本不包含低次諧波分量，它們所包含的最低次諧波分量的頻率都在幾kHz以上。正因為如此，在正弦波輸

圖3－7單相全橋逆變電路

出的UPS裝置中，逆變器所需的濾波器尺寸可以大大減小。實際上，在目前的中、小型電源中，一般都是利用輸出電源變壓器的漏電感再并聯一個8～10μF的濾波電容即可構成逆變器的輸出濾波器。

3．2逆變器電路

在線式UPS多采用單相橋式逆變電路，如圖3－7所示。它是由直流電源E、輸出變壓器T及場效應管V1～V4管組成。

圖3-7 單相全橋逆變電路

單相橋式逆變電路按其工作方式可分為：同頻逆變電路、倍頻逆變電路。

（1）同頻逆變電路

在同頻逆變電路中，場效應管V1、V2、V3、V4的柵極G1、G2、G3及G4分別加上正弦脈寬觸發信號，其波形如圖3－8所示。在ωto～ωt1期間，uG1與uG2為一組相位相反的脈沖。uG3=0，uG4為高電平；在ωt1～ωt2期間，uG3與uG4為一組相位相反的脈沖，uG1=0，uG2為高電平，其工作過程如下：V1柵極出現第一個脈沖時，V2的柵極脈沖消失，于是V1、V4導通；V2、V3截止。輸出變壓器初級電流i1沿著E＋→V1→變壓器初級→V4→E－路徑流動。由于V1、V4導通，電源電壓幾乎全部加在變壓器初級兩端，即：電源的能量轉換到變壓器，變壓器次級感應出電壓為：

在這個電壓推動下，變壓器次級出現電流iO，它沿著“3”→R→L→“4”路徑流動。變壓器儲存的能量一部分消耗在負載電阻R上，另一部分儲存在負載電感L中。uO的波形如圖3－8（e）所示。

圖3－8同頻逆變電路主要波形

V1柵極的第一個脈沖消失時，V2的柵極出現第二個脈沖，V1截止。iO不能突變，仍按原來路徑流動，負載電感中的能量一部分消耗在負載電阻上，另一部分儲存在變壓器中。它使電流i1也不能突變，i1一方面沿著“2”→V4→V6→“1”流動，變壓器儲存的能量消耗在回路電阻上；另一方面i1沿著“2”→V7→E→V6→“1”流動，變壓器能量反饋給電源E。由于V4、V6導通，變壓器初級短路，故u12≈0，uO≈0，故不會出現反向尖脈沖。變壓器中能量釋放完后，V2截止。

由此可見，V1的柵極出現第一個觸發脈沖時，變壓器初、次級同時出現寬度相同的脈沖。不難推出，V1的柵極出現第二至第九個觸發脈沖時，變壓器初、次級也同時出現與圖3－8寬度相同的第二個至第九個脈沖。其輸出電壓波形如圖3－8（e）所示。

在ωt1～ωt2期間，分析方法與ωt0～ωt1相同，讀者可自行分析，由分析可見：

·uO是正弦脈寬調制波。

·uO中脈沖頻率與驅動信號（uG1～uG4）中脈沖頻率相同，故將這種逆變電路稱為同頻逆變電路。

（2）倍頻逆變電路

在倍頻逆變電路中，場效應管V1、V2、、V3、V4柵極G1、G2、G3及G4分別加上正弦脈寬觸發信號如圖3－9所示。圖中uG1與uG2，uG3與uG4相位相反，其工作過程如下：

在t0～t1期間：

uG1》0、uG4》0，uG2=0、uG3=0，V1、V4導通，V2、V3截止。變壓器初級電流i1沿著E＋→V1→變壓器初級→V4→E－路徑流動，由于V1、V4導通，故：電流的能量轉移到變壓器，變壓器次級感應出電

圖3－9倍頻逆變電路主要波形

壓為：在這個電壓推動下，變壓器次級感應電流iO沿著“3”→R→L→“4”路徑流動。變壓器中能量一部分消耗在R上，另一部分儲存在L中，uO的波形如圖3－9（e）圖所示。

在t1～t2期間：

uG1》0、uG3》0，uG2=0、uG4=0，V4截止。iO不能突變，iO繼續按原來方向流動，負載電感中的能量一部分消耗在負載電阻上，另一部分儲存在變壓器中。i1也不能突變，它沿著“2”→V7→V1→“1”路徑流動，變壓器中的能量消耗在回路電阻上；i1另一方面沿著“2”→V7→E→V6→“1”流動，使變壓器中的能量反饋電源。由于V7、V1導通，u21≈0，uO≈0。故不會出現尖脈沖。變壓器中能量釋放完后，V1自動截止。

在t2～t3期間：

uG1》0、uG4》0，uG2=0、uG3=0，V1、V4導通，V2、V3截止。i1沿著E＋→V1→變壓器初級→V4→E－路徑流動，由于V1、V4導通，故：i0沿著“3”→R→L→“4”路徑流動。

在t3～t4期間：

uG2》0、uG4》0，uG1=0、uG3=0，V1截止。iO繼續沿著原來路徑流動，負載電感L中的能量一部分消耗在負載電阻R上，另一部分儲存在變壓器中。i1一方面沿著“2”→V4→V6→“1”路徑流動，變壓器中的能量消耗在回路電阻上；i1另一方面沿著“2”→V7→E→V6→“1”使變壓器中的能量反饋給電源。由于V6、V4導通，u21≈0，uO≈0，故不會出現尖脈沖。變壓器中能量釋放完后，V4自動截止。

以后便重復上述過程，uO的波形如圖3－9（e）所示。由圖看出：

·輸出電壓uO也是正弦脈寬度調制波。

·輸出電壓uO中脈沖頻率是驅動信號中脈沖頻率的兩倍，故將這種逆變電路稱為倍頻逆變電路。

4具有雙閉環的在線式UPS控制電路

為了提高輸出電壓的穩壓精度、改善輸出波形，UPS往往采用閉環電壓控制電路和閉環波形控制電路。具有這種雙閉環調節系統的UPS反饋控制電路如圖3－10所示。

圖3-10 UPS的雙閉球反饋控制電路

4.1電壓閉環控制電路

電壓閉環控制電路是由直流電壓檢測電路、給定電壓、誤差放大器組成。

（1）直流電壓檢測電路

直流電壓檢測電路是由檢測變壓器T、單相全波整流電路V1～V2、電阻分壓器R1、R4、R5組成。設變壓器變比為n，電阻分壓器輸出電壓為UV，反饋系數為β，經推導：令

則UV=βUO

（2）給定電壓

給定電壓Un是由12V電源、電位器RP、電阻R3構成分壓器提供的。

（3）誤差放大器

誤差放大器是由運放N1、電阻R6構成的反相放大器，C1的作用是抑制高頻振蕩，放大器輸出電壓Uk為：Uk=K1（Un－Uv）

（4）跟隨器

跟隨器由運放N2構成，其輸出電壓UL=UK。

（5）SigmaPWM集成芯片

N4是SigmaPWM集成芯片。跟隨器N2輸出電壓UL加在N4的控制端（16腳）。N4輸出標準的正弦波交流電壓US，其電壓的幅值受跟隨輸入電壓控制。

4．2波形閉環控制電路

（1）交流電壓檢測電路

交流電壓檢測電路由檢測變壓器T（U21）、電阻分壓器R9、R11組成。設反饋系數為：則反饋電壓Uf=FUO

（2）給定電壓

給定電壓由SigmaPWM集成芯片提供，15腳輸

圖3－10UPS的雙閉環反饋控制電路

出，它通過R17、C8加在N3的反相端，設給定電壓為UM。

（3）誤差放大器

誤差放大器由運放N3、R12～R16、C4～C7組成。圖中：R14、C6構成校正環節：C4、R12、R13也構成校正環節，C5、R16是為了減少運放N3失調電壓的；C7是抑制放大器高頻振蕩的，靜態時校正環節不起作用，故誤差放大器輸出電壓UC為4．3閉環反饋調節系統

（1）閉環波形控制環路

4.3 閉環波形控制框圖如圖3－11所示。

圖3－11閉環波形調節系統框圖

圖中：K3是交流電壓誤差放大器的增益；K4是正弦脈寬調制器的傳遞函數；K5是逆變器的傳遞函數；F是檢測電路的反饋系數。根據圖3－11可以寫出：

U0=K3·K4·K5（UM－Uf）

令K=K3·K4·K5

——環路總增益則

由于FK1

則UO=UM/F

由于F是常數，并且是小于1的常數。因此UPS輸出電壓UO波形與給定電壓UM波形相同，也是高質量的正弦波。

（2）閉環電壓控制環路

圖3－12閉環電壓調節系統框圖

閉環電路調節系統框圖如圖3－12所示。圖中：K1是直流電壓誤差放大器的增益；K2是SigmaPWM集成芯片控制系數。

上式表明：雙閉環系統的穩壓精度比單閉環系統的穩壓精度高。

5在線式UPS的同步鎖相電路

在線式UPS同步鎖相電路如圖3－13所示，它是由晶體振蕩器、分頻器、同步信號選擇器等組成。

圖3－13采用鎖相環的輸入邏輯電路

5．1晶體振蕩器

在圖3－13中，晶體振蕩器是由石英晶體Y、電阻R1～R2、電容器C1～C2、非門U1組成，它的功能是產生頻率為2.16MHz的脈沖。由于晶體溫度穩定性高，故采用晶體振蕩器作為頻率源。

5．2分頻器

分頻器是由四塊集成電路40103組成分頻器。集成電路40103是可預置的同步二進制減法計數器。U2為216分頻器，它將晶體振蕩器輸出頻率為2.16MHz的脈沖信號分成頻率為10kHz的脈沖信號，作為U3、U4、U5的時鐘。U3為200分頻器，它將10kHz的脈沖信號分成頻率為50Hz的脈沖信號，該信號作為內振信號輸出。U5為202分頻器，它將10kHz的脈沖信號分頻成頻率為49.5Hz的脈沖信號，該信號作為下限頻率脈沖輸出。U4為198分頻器，它將10kHz的脈沖信號分頻成頻率為50.5Hz的脈沖信號，該信號作為上限頻率脈沖輸出。

5．3同步信號選擇器

同步信號選擇器是由兩塊集成鎖相芯片U6、U7，三個非門U8、U9、U11，一個或門U10，兩個電子開關U12、U13，電阻R3～R4，電容器C3～C4組成。下限頻率方波加在U7的14腳；上限頻率方波加在U6的3腳；市電方波分別加在U6的3腳、U7的14腳及U12的輸入端；內振方波加在U13的輸入端。

同步信號選擇器的工作過程如下：

當市電頻率在49.5Hz～50.5Hz范圍內時，U6的u0信號的頻率f0為49.5Hz～50.5Hz；ui信號的頻率fi為50.5Hz，即fi》f0，故U6輸出端為“1”。U7的ui信號的頻率fi為49.5Hz～50.5Hz;uO信號的頻率fO為49.5Hz，即fi》fo，故U7輸出端為“1”。非門U8、U9輸出端為“0”，或門U10輸出端為“0”，非門U11輸出端為“1”，電子開關U12閉合，電子開關U13斷開。市電方波作為同步信號加在U14的輸入端。照此分析下去可知，當市電頻率不在49.5Hz～50.5Hz范圍內時，電子開關U12斷開，U13閉合，選擇50Hz內振方波作為同步信號。

5.4同步跟蹤電路

該電路由U14及N分頻器構成，實際上這里分頻系數N=1，因此只要適當選擇U14中的C、R，就可使其壓控振蕩器輸出端4腳的頻率經N分頻后為50Hz，該50Hz信號與14腳輸入信號同頻同相。