提出一種利用雙偏振正交相移鍵控調(diào)制器的八倍頻微波光子信號(hào)生成方案，并進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。通過適當(dāng)設(shè)置兩個(gè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)間的相位差、調(diào)制器的工作點(diǎn)以及調(diào)制器輸出信號(hào)的偏振態(tài)，生成僅有 ±4 階邊帶的光信號(hào)。經(jīng)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，利用 3 GHz 本振信號(hào)作為驅(qū)動(dòng)信號(hào)可以生成具有低相噪、頻譜純凈的24 GHz 微波信號(hào)。由于不使用電濾波器和光濾波器，本方案還具有良好的頻率可調(diào)諧性。

Abstract:photonic microwave signal generation scheme with frequency octupling is proposed and experimentally demon-strated using a dual-polarization quadrature phase shift keying modulator. By properly setting the phase difference between the two drive signals, the working points of the modulator, and the polarization state of the light wave after the modulator, an optical signal with only±4th order sidebands is generated. Apure24-GHz microwave signal with low-phase noise is experimentally obtained using a 3-GHz local oscillator signal. The proposed photonic frequency octuplingsy stem also exhibits good frequency tunability as no electrical or optical filter is used.

Key words: DP-QPSK modulator, frequency octupling, microwave generation, microwave photonics, phasenoise

1. 簡(jiǎn)介

微波光子信號(hào)生成技術(shù)與傳統(tǒng)的電子頻率合成器相比具有超高帶寬和抗電磁干擾的優(yōu)點(diǎn)，現(xiàn)已引起極大關(guān)注。目前，已經(jīng)提出了許多微波光子信號(hào)生成方法，包括光注入鎖定 (OIL)、光鎖相環(huán) (OPLL)、光電振蕩器 (OEO)、雙波長(zhǎng)激光源和外調(diào)制技術(shù)[1]。在這些方法中，基于外調(diào)制的多倍頻微波本振信號(hào)生成技術(shù)具有相位噪聲低、頻率靈活可調(diào)并且易于實(shí)現(xiàn)的優(yōu)勢(shì)，在高頻微波毫米波信號(hào)的生成技術(shù)方面存在很大的潛力。

1992年首次發(fā)表了基于Mach-Zehnder調(diào)制器 (MZM) 的微波光子二倍頻方案[2]。在接下來的二十年間，陸續(xù)有許多采用四倍頻[3] - [8]和六倍頻[6]，[9] - [11]的微波光子信號(hào)生成方案。采用較高倍頻因子，例如 八倍頻的微波光子信號(hào)生成方案可進(jìn)一步降低對(duì)驅(qū)動(dòng)信號(hào)頻率的要求。

2015年6月3日收到手稿；2015年7月1日修改；2015年7月 15日受理。2015年7月22日發(fā)布；當(dāng)前版本日期：2015年 9月23日。這項(xiàng)工作部分得到空間創(chuàng)新基金TT&C通信支持，部分得到Grant B08038項(xiàng)下中國(guó)111項(xiàng)目支持，部分得到 Grant 9140C530202140C53011項(xiàng)下中國(guó)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室基金支持，部分得到Grant 61306061項(xiàng)下中國(guó)國(guó)家自然科學(xué)基金支持。

Y. Gao, A. Wen, W. Liu和S. Xiang參與西安電子科技大學(xué)綜合服務(wù)網(wǎng)絡(luò)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室工作，中國(guó) 西安710071 (e-mail: ysgao@stu.xidian.edu.cn; ajwen@xidian.edu.cn; lwy322@163.com; jxxsy@126.com)。

W. Jiang和D. Liang 參與中國(guó)空間技術(shù)研究院所屬空間微波科學(xué)技術(shù)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室工作，中國(guó)西安710100 (e-mail:tsingh504@163.com; ldcows@163.com)。

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數(shù)字對(duì)象標(biāo)識(shí)符 10.1109/LPT.2015.2459915

在[6]中，提出了一種基于兩個(gè)級(jí)聯(lián)MZM的八倍頻微波光子信號(hào)生成系統(tǒng)，其中兩個(gè)MZM的調(diào)制指數(shù) (MI) 應(yīng)精確控制在1.699以抑制光載波。在[12]和[13]中提出了兩個(gè)使用4 個(gè)相位調(diào)制器或雙并聯(lián)MZM (DPMZM) 的光學(xué)生成八倍頻方案，其中通過將4個(gè)相位調(diào)制器的MI精確設(shè)置在2.405或 5.52，將光載波抑制掉，這兩個(gè)方案對(duì)MI的嚴(yán)格要求很難實(shí)現(xiàn)。

[14]和[15]還提出了基于兩個(gè)級(jí)聯(lián)MZM或DPMZM的光學(xué)生成八倍頻方案。無需控制MI，這兩種方案利用高反射率光纖布拉格光柵 (FBG) 抑制光載波。然而，頻率可調(diào)諧性受到FBG 的固有帶寬限制。FBG的不穩(wěn)定性也是一個(gè)問題。

在[16]中，提出并通過仿真實(shí)現(xiàn)了由4個(gè)MZM（8個(gè)相位調(diào)制器）并聯(lián)組成的光學(xué)生成八倍頻系統(tǒng)。有相等功率和特定相位差的4路射頻信號(hào)用來分別驅(qū)動(dòng)這4個(gè)MZM。此方案結(jié)構(gòu)很復(fù)雜，并且各MI太高在實(shí)驗(yàn)中難以實(shí)現(xiàn)。 在實(shí)際應(yīng)用中，非集成的4個(gè)并聯(lián)MZM不能用于生成八倍頻信號(hào)，因?yàn)樗荒鼙ＷC來自不同MZM的4路光信號(hào)的相干性。

在這篇文章中，提出了基于集成雙偏振正交相移鍵控 (DP-QPSK) 調(diào)制器的光學(xué)生成八倍頻系統(tǒng)。與[16]中的方案不同，在此方案中僅需兩路驅(qū)動(dòng)信號(hào)，這將降低實(shí)現(xiàn)難度。通過實(shí)驗(yàn)證明它是可行的，并且使用3 GHz本振 (LO) 信號(hào)生成了具有12.6 dB電雜散抑制比 (ESSR) 的24 GHz微波信號(hào)。由于沒有使用電或光濾波器，此方案展現(xiàn)出良好的頻率可調(diào)諧性。實(shí)驗(yàn)結(jié)果還證明所生成的微波信號(hào)具有良好的相位噪聲性能，因?yàn)闆]有從光學(xué)系統(tǒng)引入附加相位噪聲。

2. 原理

提出的八倍頻微波光子信號(hào)生成方案的示意圖如圖1所示。激光二極管 (LD)輸出的線性偏振光注入到DP-QPSK調(diào)制器中。

圖1：提出的八倍頻微波信號(hào)生成倍頻系統(tǒng)示意圖。LD：激光二極管； XI、XQ、YI和YQ：4 個(gè)子調(diào)制器；XM和YM：2 個(gè)主調(diào)制器；PBC：偏振合束器；PC：偏振控制器；PD：光電二極管；LO：本振信號(hào)。(a-f)：此系統(tǒng)中不同位置處的光譜。

集成的調(diào)制器被制備在LiNbO3襯底上，并且由兩個(gè)QPSK調(diào)制器和偏振合束器 (PBC) 組成。在此調(diào)制器中，輸入光載波被Y型分路器分為兩路，分別輸入到兩個(gè)平行的QPSK調(diào)制器（X-QPSK和Y-QPSK），兩個(gè)子MZM（X1和XQ）被嵌入到主調(diào)制器 (XM) 的每個(gè)臂中。類似，在Y-QPSK調(diào)制器中，兩個(gè)子MZM（YI和YQ）被嵌入在主調(diào)制器 (YM) 的每個(gè)臂中。從X-QPSK調(diào)制器和Y-QPSK調(diào)制器輸出的兩個(gè)光信號(hào)由 PBC形成偏振復(fù)用光。在調(diào)節(jié)偏振控制器 (PC) 后，光信號(hào)注入起偏器。

從LD輸出的光載波表示為Ein (t) = E0 exp ( jωct )，其中E0和ωc分別是光載波的振幅和角頻率。注入到兩個(gè)QPSK調(diào)制器的光信號(hào)可以表示為Ein (t)/ √2 。

角頻率為Ω的LO信號(hào)功分成兩路，并且兩條路徑之間的π/2 相位差由電移相器引入。 接著，兩路LO信號(hào)分別用于驅(qū)動(dòng) X-QPSK調(diào)制器中的XI和XQ。XI、XQ和主調(diào)制器XM都工作在最大傳輸點(diǎn)。假設(shè)此調(diào)制器有無限消光比 (ER) 并且沒有插入損耗，則在子調(diào)制器XI輸出端的光信號(hào)可表示為

式中 m 是 MI，Jn(·) 表示第一類 n 階貝塞爾函數(shù)。當(dāng) XI 工作在最大傳輸點(diǎn)時(shí)，奇數(shù)階光邊帶被抑制。

考慮到MI有限，忽略±6階和更高階邊帶，因此獲得含光載波、±2階和±4階邊帶的的光譜，如圖1所示。同理，子調(diào)制器XQ輸出的光信號(hào)可表示為

相應(yīng)的光譜如圖1(b)所示。可以看到，來自XI和XQ的±2階邊帶輸出有 相位差，這是由兩路驅(qū)動(dòng)信號(hào)的π/2相位差引起的。因?yàn)橹髡{(diào)制器XM也偏置在最大傳輸點(diǎn)，±2階邊帶相互抵消。從 X-QPSK調(diào)制器輸出的光信號(hào)可寫為

僅剩下光載波和±4階邊帶，光譜如圖1(c)所示。

Y-QPSK調(diào)制器輸出的光載波未被調(diào)制。從Y-QPSK調(diào)制器輸出的光載波如圖1(d)所示，可表示為

式中μ ∈ (0,1]由Y-QPSK調(diào)制器中的兩個(gè)子調(diào)制器和主調(diào)制器的工作點(diǎn)決定。從X-QPSK和Y-QPSK調(diào)制器輸出的兩個(gè)光信號(hào)在PBC處經(jīng)過偏振復(fù)用，則DP-QPSK調(diào)制器輸出的此偏振復(fù)用信號(hào)如圖1(e) 所示。通過調(diào)節(jié)PC，使起偏器的主軸與 PBC的其中一個(gè)主軸成α角，并且在兩個(gè)正交偏振光信號(hào)間引入相位差?。所以，起偏器輸出的光信號(hào)為

在PD將兩個(gè)邊帶拍頻后，生成角頻率為8Ω的微波信號(hào)。±4次光邊帶的相位是高度相干的，因?yàn)樗鼈冊(cè)醋韵嗤募す馄骱蚅O信號(hào)，因此生成的 八 倍頻信號(hào)有較低的相位噪聲。值得注意的是最終得到的光邊帶幅度與cosα成正比例，當(dāng)μ=1時(shí)，功率最大化。因此建議將Y-QPSK調(diào)制器的兩個(gè)子調(diào)制器和主調(diào)制器都設(shè)置在最大傳輸點(diǎn)以實(shí)現(xiàn) μ=1。

3. 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及討論

所提議八倍頻微波光子信號(hào)生成方案的實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)按照?qǐng)D1設(shè)置。從分布式反饋 (DFB) 激光器輸出波長(zhǎng)約為552 nm、相對(duì)強(qiáng)度噪聲 (RIN) 低于-145 dB/Hz的線性偏振光，并將其注入到DP-QPSK調(diào)制器 (Fujitsu FTM7977)。DFB激光器和調(diào)制器的尾纖都是保偏光纖 (PMF)。調(diào)制器的半波電壓為 3.5V，ER在20 dB以上。此調(diào)制器輸出的光信號(hào)由PC控制，接著發(fā)送到起偏器。通過摻鉺光纖放大器 (EDFA) 功率放大后，光信號(hào)被PD (U2TMPDV1120RA) 進(jìn)行光電探測(cè)。PD 的3 dB帶寬為35 GHz，響應(yīng)度為0.6A/W。最后，用信號(hào)源分析儀 (羅德與施瓦茨FSUP26) 分析檢測(cè)到的電信號(hào)。

來自信號(hào)發(fā)生器（羅德與施瓦茨SMBV100A）的3 GHz正弦信號(hào)被功率放大并分為兩路。將移相器放置在兩條路徑中的一條中。接著，功率約為22dBm的兩路信號(hào)分別驅(qū)動(dòng)X-QPSK調(diào)制器的兩個(gè)子調(diào)制器 (XI和XQ)。Y-QPSK調(diào)制器的射頻電極和直流電極都保持開路。在這種情況下，測(cè)量結(jié)果表明，Y-QPSK的兩個(gè)子調(diào)制器和主調(diào)制器都接近最大傳輸點(diǎn)。

首先，將X-QPSK調(diào)制器的3個(gè)偏置都設(shè)置在最大傳輸點(diǎn)， DP-QPSK調(diào)制器輸出的光信號(hào)的奇數(shù)階邊帶被抑制。接著，調(diào)節(jié)移相器在兩路驅(qū)動(dòng)信號(hào)間引入π/2相位差，以便抑制±2階邊帶。最后，調(diào)諧PC以抑制偏振復(fù)用后的光載波信號(hào)。

在起偏器后得到的光信號(hào)光譜如圖2(a)所示，主要是±4階邊帶。圖2(b)顯示在PD進(jìn)行光電探測(cè)后得到的電信號(hào)頻譜。可觀察到功率為-19 dBm的24 GHz信號(hào)，比其他諧波至少高 12.6 dB。

有幾個(gè)會(huì)降低ESSR的問題，包括驅(qū)動(dòng)信號(hào)中的諧波，雙路驅(qū)動(dòng)信號(hào)的功率不平衡和相位誤差，調(diào)制器的偏置漂移和 ER。在此實(shí)驗(yàn)中,驅(qū)動(dòng)信號(hào)頻譜非常純凈 (諧波抑制超過60 dB)，因此諧波對(duì)ESSR的影響可以忽略不計(jì)。雙路驅(qū)動(dòng)信號(hào)的功率不平衡和相位誤差與±2階光邊帶的抑制有關(guān)。

圖2：(a)起偏器輸出光信號(hào)頻譜

(b) PD輸出電信號(hào)頻譜

圖3：仿真中ESSR隨ER的變化關(guān)系

通過正確選擇射頻連接線和精細(xì)調(diào)節(jié)移相器可避免此問題。如果需要，可以使用可調(diào)諧電子衰減器。但從圖2(a) 看到的，±2階邊帶被很好抑制。

偏置漂移會(huì)降低系統(tǒng)的長(zhǎng)期穩(wěn)定性。在實(shí)踐中，適合DP-QPSK調(diào)制器的商用調(diào)制器偏置控制器可解決這個(gè)問題。

在短期實(shí)驗(yàn)中，圖2(a)中±1階和±3階邊帶殘余主要是由于調(diào)制器的有限ER造成的。采用VPItransmissionMaker軟件模擬以研究ER如何影響ESSR。作為ER函數(shù)的模擬ESSR曲線繪制在圖3中。可以看到，調(diào)制器的ER對(duì)所生成信號(hào)的純度有顯著影響。例如，要實(shí)現(xiàn)ESSR>30 dB，ER必須至少為 35 dB。

對(duì)所提出八倍頻微波光子信號(hào)生成系統(tǒng)的相位噪聲性能進(jìn)行了評(píng)估。與驅(qū)動(dòng)信號(hào)的相位噪聲相比，八倍頻信號(hào)的相位噪聲將至少惡化20 log (M) M=8≈18.1 dB，其中M表示倍頻因子[6]。此外，光學(xué)系統(tǒng)噪聲還會(huì)作為附加相位噪聲引入。在此實(shí)驗(yàn)中對(duì)驅(qū)動(dòng)信號(hào)和生成的 八倍頻信號(hào)的相位噪聲都進(jìn)行了測(cè)量，測(cè)量結(jié)果如圖4所示。與驅(qū)動(dòng)信號(hào)的相位噪聲相比，8倍頻信號(hào)的相位噪聲在10 Hz至100 KHz的頻率偏移處惡化約18 dB。此結(jié)果表明，來自光學(xué)生成八倍頻系統(tǒng)的殘余相位噪聲可以忽略。

為了證明所提方案的頻率可調(diào)諧性，在實(shí)驗(yàn)中驅(qū)動(dòng)信號(hào)的頻率依次被重置為3.5、4、4.5、5、5.5、6、6.5和7 GHz。

圖4：驅(qū)動(dòng)信號(hào)和所生成八倍頻信號(hào)的相位噪聲

圖5：當(dāng)驅(qū)動(dòng)信號(hào)頻率為 (a) 3.5 GHz、(b) 4 GHz、(c) 4.5 GHz、(d) 5 GHz、(e) 5.5 GHz、(f) 6 GHz、(g) 6.5和(h) 7 GHz時(shí)，測(cè)量得到的光譜

由于 PD 和信號(hào)源分析儀的帶寬限制，僅測(cè)試了這些光譜。測(cè)試結(jié)果顯示在圖 5(a-h) 中，從中可觀察到兩個(gè)光邊帶頻率間隔分別為 28、32、36、40、44、48、52 和 56GHz 。這表明由于沒有使用光或電濾波器，所提出方案具有良好的頻率可調(diào)性。此方案的不足是使用了電移相器。

當(dāng)改變驅(qū)動(dòng)信號(hào)頻率時(shí)，應(yīng)相應(yīng)調(diào)整移相器。

4. 結(jié)論

提出了基于DP-QPSK調(diào)制器的八倍頻微波光子信號(hào)生成系統(tǒng)并進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。使用3 GHz LO信號(hào)生成ESSR為12.6 dB的純凈的24 GHz信號(hào)。相位噪聲測(cè)量顯示，來自此光學(xué)系統(tǒng)的附加相位噪聲沒有被引入到所生成的八倍頻信號(hào)中。此外，由于沒有使用濾波器此方案展示出良好的頻率可調(diào)諧性。