1、引言

ATSC標準是美國大聯盟（GA）于1995年通過審核而成的HDTV標準，這幾年已經發展到了第五代的全數字接收機，在抗多徑方面取得了不小的成就。在多徑情況下，加上采樣偏的影響，前人提出的段同步檢測已經不能正常工作，迫切需要一種更加穩定的段同步檢測方法。另外，多徑和采樣偏還同時干擾著場同步，如果存在多條和主徑幅度相差不多的多徑，選擇哪一條徑作為主徑對均衡器的性能起著至關重要的影響。在這個時候必須同時考慮段場同步，選擇最佳的主徑的位置。

GA的ATSC標準的數據幀結構如圖1所示。每一幀有奇偶兩場，每場有313段，每段828個符號，每段以4個符號長的段同步開始。圖1中所示的段場同步的位置可以檢測出來，為定時恢復和均衡器的工作提供參考。這些冗余數據在多徑情況下受到強烈的干擾，段同步由于只有4個符號，更容易影響。如何減小多徑以及采樣偏產生的影響，始終正確而穩定的提供段場同步信號，并且始終保持段場同步對齊，正是本文所要討論的。

圖1ATSC VSB數據幀格式

本文所提出的方法在存在段幀同步信號的場合都適用，在ATSC標準中的8-VSB的情況下得到的結論具有一般性。

2、段場同步檢測原理

段場同步都是依靠其符號的相關特性來檢測的。圖2是8-VSB場同步信號的組成。對場同步檢測起作用的有PN511序列和第二個PN63序列。通過計算PN511序列的相關值來確定其位置。第二個PN63用來確定奇偶場。

圖28-VSB場同步的格式

段同步字在8-VSB信號中的圖樣為［+5，-5，-5，+5］，噪聲和多徑的干擾使同步字發生變化，直接檢測序列幾乎是不可能的。利用其周期性，通過迭加的方法可以形成大的相關峰來實現檢測。相關值的累加值存放在一個長度為832的移位寄存器中，新計算的相關值加上寄存器移出的值返回到寄存器的末尾，形成了一個積分環路。由于數據的隨機特性，寄存器的中對應載荷數據的部分的均值為0。而對應段同步的部分，由于始終有正的相關值與之累加，峰值逐漸變大，通過一個簡單的峰值檢測器，就可以得到段同步的位置。

圖3就是基于上述原理的段同步檢測器，輸入的是一倍符號率數據，為了防止寄存器的溢出，設置了門限值，如果檢測到峰值超過了這個門限值，多路選擇器就選擇除2的支路，從這時開始的一個段長的時間內，移位寄存器的輸出值都除以2，等經過了832個符號的時間，多路選擇器重新回到了直通的支路。

圖3通過迭加來檢測段同步

在段場同步計算相關值的時候，為了簡化算法，舍棄乘法電路，使用加法電路來實現，效果是相同的。通常為了增加段同步檢測的可靠性，還需要在段同步檢測之后增加一個置信度計數器［3，4］。置信度計數器是個狀態轉移系統，如圖4所示。SO為初態，

S1～S2為捕獲態，S6～S8為失步態，S3～S5為同步態。可以通過增加置信度計數器的狀態的個數來達到使段同步穩定輸出的目的。在多徑情況下，即使增加了置信度計數器的狀態個數，還是會頻繁出現無法鎖定的現象，下文對其將詳細討論。

圖4置信度計數器

3、多徑及采樣偏對段場同步檢測的影響

PN511的相關峰是十分陡峭的，但是采樣偏會影響相關峰。采樣偏是收發時鐘不一致引起的，在此特指采樣時刻不同，圖5表明了不含多徑情況下，采樣時刻的錯誤帶來了兩個相同幅度的相關峰。這兩個相關峰到底取哪一個作為場同步的位置，必須結合段同步來判斷。

圖5場同步相關值受采樣偏的影響

在室內接收的情形下，存在一條和主徑差不多大的副徑的情況很常見，很容易使段同步檢測出錯，因為這兩條徑的段同步形成的相關值差不多大。我們選擇了一個比較典型的信道BrazilC信道［5］，第二條徑為主徑，和第四條徑的幅度差不多大。圖6給我們顯示了段同步檢測器的輸出之間的間隔并不正好是832，其原因就是段同步檢測時而認為第二條徑是主徑，時而認為第四條徑是主徑。即使將置信度計數器的狀態設計得更多，也還是不能從根本上改善段同步檢測的性能。類似地，場同步檢測也會出現這種情況，場同步檢測器會找到多個差不多幅度的峰值。由于采樣偏的影響，副徑的峰值甚至比主徑還要大。

圖6BrazilC信道下段同步檢測輸出不穩

一種比較簡單的解決方法就是一旦確定段同步，則不再改變位置或者把原門限提高，缺點就是極有可能將副徑作為主徑并一直保持

下去，如上例中的Path 4，這樣主徑信號功率的降低導致均衡器性能的下降。

4、改進的段場同步聯合檢測結構

考慮到上述的采樣偏及多徑對序列相關值的影響，單獨使用場同步檢測確定場同步的位置并不可靠。如果在計算PN511序列相關值的同時參考段同步的位置，就可提高場同步的可靠性。筆者放棄了以往段場同步分開檢測的方法，采用段場同步聯合檢測的結構，同時對其中的段同步檢測結構進行了優化，增強了段同步檢測對抗多徑和采樣偏的性能。這個結構還使場同步的計算量變小，降低了系統的功耗。

該結構的基本思想就是如果相關值的幅度大于最大值的K倍，就輸出段同步檢測信號。如果信道中存在m條大于20log（k）dB的多徑，一段長的數據內就可能會出現m個段同步檢測信號，參看式1。其中的max_corr為最大相關值，sync（n）為同步信號，corr（n）為當前相關值。

（1）

接下來的工作就是要從sync（n）中找到相隔為832符號的信號，這一過程稱為捕獲過程。在第一次出現了最大的相關值的時候，假設該值所對應的位置就是段同步所在的位置，啟動“符號計數器”開始計數，當下一次最大值來臨的時候，如果“符號計數器”的值為832，“鎖定計數器”就加1，連續檢測多次（筆者設置為10次）后，可以認定這個就是段同步。捕獲過程完成之后進入同步態，輸出鎖定信號。在鎖定的時候，段同步檢測的標準放寬，只要是大于k倍的最大值，就認為是段同步，直到多次小于k倍最大值才失鎖。

在多徑中含強多徑的場合，例如在BrazilC信道中，使用這種方法可能會檢測到第四條多徑中的段同步，而真正的主徑成為前向多徑。這會降低均衡器的性能。針對這種情況，需要在合適的時候對“鎖定計數器”進行重置。為了達到這個目的，設置一個寄存器用來存儲第一次出現的最大相關值，在“鎖定計數器”為1的時候，如果發現相關值大于寄存器中的值，并且“符號計數器”的值大于m小于832（文中取m=800，m越大檢測的區間越?。?，就將“鎖定計數器”置0。上述的捕獲過程和重置邏輯稱為“鎖定邏輯”，參看圖7。在段同步鎖定之后，開始計算場同步的相關值，在多徑情況下，按照圖7中的場同步檢測結構，可能會出現多個場同步信號，如果段同步對應位置的場同步沒有檢測出來，輸出場同步未鎖定信號。圖7中的段同步的相關值的計算還是使用圖3中的結構，為了避免累贅而省略了。

圖7改進的段場同步檢測結構

從器件功耗的角度來考慮，如果在段同步鎖定后開始計算場同步的相關值，場同步鎖定后每隔313段計算相關值，就可以大大減少了計算量，起到了控制器件功率的作用。在現代的ASIC設計中，這一點越來越重要了。

5、仿真結果

使用改進的段場同步聯合檢測機構，在MAT-LAB中在不同的多徑下使用不同的信噪比進行仿真。信道參數參看文獻［5］，仿真以5dB為間隔，仿真5次，每次240個段，如果每次都通過就認為通過了該信噪比條件下的測試，選擇最低的信噪比，列出表1，陰影部分表明未能通過測試。

表1多徑下最低信噪比門限比較

6、結論

場同步雖然有很高的峰值，但是由于剩余采樣偏的影響，還是可能會估計錯誤。本文提出的段場同步聯合檢測的結構，能夠保證場同步估計的精確性，提高了段場同步檢測的抗多徑性能，仿真結果表明，在各種多徑，低信噪比都不能很好地工作；其次從控制能耗的角度來講，也具有一定的實用價值；最后該結構算法獨立，穩定度高，易于模塊化，數字化實現。

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