1.79 GHz 毫米波雷達有望取代超聲波傳感器和 24 GHz 雷達

毫米波為真空波長從 0.1～1.0 cm 的電磁波，其對應的頻率范圍從 30～300 GHz。與紅外、可見光等頻段相比，毫米波具備更好的穿透性，可輕易穿透雪、煙、塵等等，具備極端環境下的全天候工作能力。

相比于低頻射頻頻段，毫米波波長更短，可以獲得更好的分辨率，其所需的天線尺寸也更小，有利于小型化。毫米波雷達在車載雷達、智能機器人、生物體征識別、手勢識別等方面都有不可替代的優勢。

在車載雷達方面，現今的汽車對安全性和智能性要求越來越高，一輛高檔車里集成了各種電子輔助系統，如泊車輔助、自主巡航、盲點檢測、換道輔助、防撞預警、自主剎車等等。

為了實現這些功能，車身需要安裝大量的傳感器，感知車身四周 360o的環境。而且對傳感器的工作范圍、精度均有較高要求。現今的主流解決方案多采用 24 GHz 的雷達、圖像傳感器和若干個超聲波傳感器。這種方案成本高，精度和測距范圍有限，典型的最小檢測距離為 20 cm，對于 5 m 外的目標距離分辨率為 40 cm。一種更有潛力的方案是采用多個 79 GHz 的毫米波雷達替換掉超聲波傳感器和 24 GHz 雷達。

79 GHz 的毫米波雷達可以實現 10 cm 的最小檢測距離和小于 5 cm 的距離分辨率。而且，毫米波雷達不需要對車身開孔，這對于汽車外觀設計也更為有利。學術界、工藝界對毫米波車載雷達開展了大量的研究。手勢識別是另一種毫米波雷達潛在的應用場景。如今主流的智能設備的人機交互方式是觸屏，包括點、劃、長按等等，在這種交互下，人手必須與設備直接接觸。

毫米波雷達手勢識別通過無線信號檢測空中手勢，人手不需要與接觸屏幕，從而提供了新的交互維度。毫米波雷達手勢識別的代表之一是美國谷歌公司開發的 Soli 芯片，如圖 1 所示。該芯片發射毫米波雷達信號，捕捉手勢的反射回波，將回波轉換為包含距離和速度的時序信息，之后通過機器學習算法進行特征提取，識別，定位和追蹤。

得益于毫米波雷達的高距離分辨率，該芯片可以準確地識別按鈕、轉轉盤和滑動滑桿等手勢操作。相比于基于光學的手勢識別，毫米波雷達手勢識別功耗低，且不受環境影響，可靠性更高。

2.毫米波雷達系統組成

本節將從系統組成、頻段選擇、測距原理和雷達分辨率 4 個方面介紹毫米波雷達的背景。

系統組成

毫米波雷達系統主要包括天線、毫米波收發前端、數字信號處理和雷達控制電路，如圖 2 所示。天線發射和接收電磁波信號，收發前端對信號進行放大、濾波、混頻等操作，同時完成數模模數轉換。

對于毫米波雷達而言，天線和毫米波收發前端工作在毫米波頻段，是毫米波雷達系統的核心組件。其中，毫米波收發前端的發展趨勢為高性能(高輸出功率、高靈敏度、低功耗等)、大規模(相控陣、MIMO 陣列)和全集成。

毫米波雷達系統的關鍵性能指標，如檢測范圍、距離分辨率等，主要由天線和毫米波收發前端的性能所決定，例如天線的增益，收發前端的發射功率、接收靈敏度等。毫米波雷達接收到的回波功率可用式(1)進行計算：

3.毫米波雷達頻段選擇

毫米波頻段覆蓋了從 30～300 GHz 的范圍，根據應用的不同，毫米波雷達選擇的工作頻段往往也不相同。頻段的選擇主要的考慮因素有：頻譜規范、毫米波傳播特性、所需分辨率、成本(芯片制造、封裝等成本)等等。

目前汽車毫米波雷達有較為明確的頻譜規范，世界主要國家和地區都將 77 GHz 的頻點分配給汽車雷達使用，其中包括歐盟、美國、加拿大、日本、中國等等，頻段或許略有不同。毫米波在空氣中的傳播特性隨著頻率有較大變化，是頻段選擇的另一個依據。

例如，短距雷達可選擇衰減較大的頻點，以減少雷達之間的相互干擾。毫米波雷達手勢檢測 Soli 芯片的工作頻點選在處于衰減峰值的 60 GHz。毫米波雷達的距離分辨率與帶寬成反比，當需要較高距離分辨率時可選擇更高的毫米波頻段，以獲得更高的可用帶寬。

另外一個關鍵的頻段選擇依據為毫米波雷達的成本。頻段越高的毫米波雷達芯片，對晶體管的截止頻率要求也越高，從而需要更先進的工藝節點，成本也愈加昂貴。例如，65 nm 的 CMOS 工藝截止頻率 Fmax 可到 300 GHz，足夠用于設計工作在 60 GHz 或 77 GHz 的雷達前端電路。

若將工作頻率提高到 140 GHz，那么使用 65 nm 工藝的設計難度將急劇提高。頻率越高，封裝的信號完整性要求越高，封裝的成本也越高。毫米波雷達芯片最終的頻段選擇，需要在這些因素中折中考慮。

4.毫米波雷達測距原理

常見的雷達測距原理有脈沖和調頻連續波( FMCW)兩種。在脈沖雷達中，雷達發射間歇性的脈沖信號，通過測量從目標返回的脈沖信號與發射信號之間的時間差即可計算出目標的距離。

而 FMCW 雷達發射頻率隨時間線性變化的連續波，通過發射波與反射波的頻率差來計算出目標距離，其測距原理如圖 3 所示。圖 3 中畫出了 FMCW 信號的瞬時頻率與時間的關系，橫軸為時間，縱軸為信號的頻率，頻率隨時間呈三角波形。混頻之后得到的中頻頻率代表了目標距離。設目標距離為 R，光速為 c，三角波的周期為 Tm，掃頻帶寬為 BW，則距離的計算公式為：

這兩種機制各有優缺點。脈沖雷達間歇性工作，因而噪聲小，可以檢測到更微弱的信號，適合長距離的探測。由于發射信號的多普勒效應，脈沖雷達可以方便地計算出目標的瞬時速度。

FMCW 雷達使用頻率來計算目標距離，多普勒效應和目標距離造成的頻差混淆在一起，不易區分開。為了克服這個問題，FMCW 雷達需要發射多個不同斜率的連續波并對結果進行處理，否則容易產生虛假目標。

但是，對集成電路而言，測量時間差比測量頻率差要困難很多，因此得到相同分辨率，脈沖雷達更貴。通常，由于瞬時發射功率過強而發射脈沖持續時間等因素，脈沖雷達存在近距離盲區小于 50~100m,FMCW 雷達則無此問題。

脈沖雷達的功率峰均比大，而硅基有源器件擊穿電壓過低，難以達到脈沖雷達的瞬時功率要求。最后，FMCW 雷達的基帶信號處理更容易，接收到的回波與發射波混頻之后，中頻頻率在 1 MHz 的量級，對模數轉換器(ADC)和數字基帶的速度要求很低，可降低功耗和成本。上述這些特征使得硅基毫米波雷達更適合 FMCW 機制。

除了這兩種常見的測距原理之外，還有調相連續波(PMCW)的原理。在 PMCW 雷達的發射端，基帶產生低頻的偽隨機序列，與毫米波本振混頻到毫米波頻段；在接收端，將同一個偽隨機序列延時，與下混頻后的基帶信號進行相關操作，當延時恰好等于電磁波到目標來回的傳播時間時，相關操作輸出的信號幅度最大，據此可計算出目標距離。多普勒頻率的計算原理與脈沖雷達相似。

這種設計進一步簡化了本振的設計，毫米波本振僅需要提供一個單頻點的本振信號。但是接收端的中頻頻率遠高于 FMCW 中的中頻頻率，對 ADC 速度要求更高。發射信號的調制速據率為 2 Gbps，因此中頻帶寬需高于 1 GHz, ADC 的采樣率不少于 2 GSa/s。

FMCW 雷達的中頻頻率一般在數 MHz 的量級。PMCW 機制的另一個優勢在于偽隨機碼可輕易提供 MIMO 雷達陣列中所需的信號正交性，較容易擴展到 MIMO 陣列。MIMO 雷達芯片采用了 PMCW 的機制。

5.毫米波雷達分辨率

毫米波雷達的分辨率可分為距離分辨率和角度分辨率兩個方面。距離分辨率指的是雷達所能辨認出的兩個目標之間的最近距離。無論是脈沖還是 FMCW 測距機制，距離分辨率均與帶寬成反比，可用式(3)進行計算:

其中，c 為真空中的光速，B 為雷達信號的帶寬。相比于低頻，毫米波頻段有更高的可用帶寬，因此能夠取得更好的距離分辨率，這是毫米波雷達的優勢之一。例如，分配給遠距前向汽車雷達的頻帶為 76～77 GHz，其對應的距離分辨率為 15 cm。

角度分辨率可用雷達天線主波束的半功率角度進行定義。角度分辨率與天線增益相關，波束越集中，天線增益越高，角度分辨率越高。當雷達進行波束掃描時，結合距離信息，雷達可繪出周圍環境的 3 維圖像，角度分辨率決定了這幅 3 維圖像在 x-y 平面上的精度。

采用大口徑和高增益的天線可以獲得更好的角度分辨率。對于相控天線陣列而言，采用更多的陣列單元可提高角度分辨率。角度分辨率還與相控陣天線波束的指向角度有關。

相控陣每個天線單元都對應著一個發射或接收通道。功耗和硬件開銷限制了硅基毫米波雷達的相控陣規模。144 通路相控陣實現了 6o的水平角分辨率和 5.8o的豎直角分辨率，功耗一共為 15 W, 144 通路由 6 塊芯片組合而成。

針對這個問題，研究人員提出了 MIMO 技術，使用虛擬陣列，可在不增加收發通道數目的情況下大幅提高分辨率。在本文后續章節將對 MIMO 技術發展進行介紹。

6.硅基毫米波雷達收發芯片前端

在介紹了頻段選擇和測距原理之后，此節將對硅基毫米波雷達收發前端芯片技術進行綜述。綜述分為系統結構、關鍵模塊電路技術以及相控陣 3 個部分。關鍵電路技術涵蓋了 FMCW 信號發生器、功率放大器和寬帶電路技術 3 部分內容。

系統結構

一個基本的 FMCW 毫米波雷達收發前端芯片的系統結構如圖 4 所示。首先，FMCW 信號發生器產生所需的毫米波 FMCW 信號，其參數由數字信號進行控制。FMCW 信號發射器的結構有多種選擇，將在下一節進行介紹。

在發射端，FMCW 信號送到功率放大器的輸入端，經放大后驅動發射天線發射出去。在接收端，接收到的微弱信號回波首先經過低噪聲放大器放大，然后與 FMCW 信號混頻，混頻得到的中頻信號頻率中包含著目標的距離信息。為了減輕對 ADC 帶寬和動態范圍的要求，一般中頻信號要經模擬基帶處理，模擬基帶一般包含可編程功率放大器、低通濾波器等。

由于中頻信號頻率較低，一般在 MHz 的量級，采用交流耦合的成本高，多采用直流失調消除(DC Offset Cancellation, DCOC)反饋環路來壓制基帶的直流失調。ADC 轉換為數字信號后進行數字雷達信號處理。

FMCW 信號發生器的主要性能指標有相位噪聲，掃頻線性度、帶寬、速度等；發射機的主要指標有發射功率和效率，FMCW 雷達對發射機的線性度要求不高。接收機的主要性能指標有噪聲系數、靈敏度、增益范圍等等。

在基礎結構之上還有一些更復雜的變體。采用倍頻方案，將 FMCW 信號發生器的工作頻率降低至原頻率的 1/2 或 1/4，可提高噪聲性能，減小 FMCW 信號分布網絡的功耗；

關鍵模塊電路技術

FMCW 毫米波雷達前端芯片的一些關鍵模塊電路，如 FMCW 信號發生器、功率放大器等，其性能直接決定了 FMCW 毫米波雷達的性能。同時，帶寬是毫米波雷達的一個重要性能指標，毫米波雷達所能取得的距離分辨率和帶寬成本反比。本節將對 FMCW 信號發生器、功率放大器以及硅基芯片寬帶技術進行綜述。

FMCW 信號發生器

先通過基于查找表的直接數字綜合器(Direct Digital Frequency Synthesizer, DDFS)產生一個低頻(1.2 MHz)的 FMCW 信號，然后通過混頻和整數型鎖相環倍頻，將信號頻率擴展到毫米波頻段。此種做法的主要問題在于 DDFS 的功耗較大，且精度有限。在輸出的頻譜中諧波成分豐富，不利于 FMCW 調頻信號的線性度。

如圖 5 所示，其中移除了功耗較大的 DDFS 模塊，電路更為簡潔，在功耗和精度上都得到了提高。在此種類型的 FMCW 信號發生器中，小數型鎖相環的環路帶寬是個關鍵參數，需平滑每個頻率步長，又不至于使鋸齒或三角波的瞬時頻率失真。

圖 6 給出了環路帶寬過大的情況。FMCW 調制信號的周期、帶寬等參數可很容易的通過 DSM 輸入端進行控制。加入額外功能，使 FMCW 調制信號掃頻斜率偽隨機化，作為每個雷達的識別標簽，可減少相互干擾。

全數字鎖相環可以用在毫米波 FMCW 信號發生器之中。實現了 56.4～63.4 GHz 的 FMCW 掃頻帶寬，其 RMS 頻率誤差為 117 kHz，如圖 7 所示。

全數字鎖相環產生毫米波 FMCW 信號的第 1 個難點是如何提高數字控制振蕩器(Digital Controlled Oscillator, DCO)的頻率分辨率。使用變壓器進行電容縮放將 DCO 頻率分辨率提高到了 1.64 MHz。使用 C-2C 級聯網絡對開關電容進行縮放，達到了 4Hz 的頻率分辨率。

另一個難點是不同精度電容陣列之間的切換問題。為了覆蓋 FMCW 的掃頻范圍，DCO 的電容一般會分為粗調、中調和細調幾個陣列。

不同的陣列在切換時會造成 DCO 的頻率增益波動，還有可能出現不單調的問題。通過使用了專門的校準算法處理這個問題，校準之后芯片上的存儲器保存粗調和中調每一組控制碼對應的頻率范圍，確保不發生越界的情況。

FMCW 信號發生器也可以采用數模混合型鎖相環來實現。數模混合型鎖相環巧妙地調整了數字和模擬部分的位置，在傳統全數字鎖相環的 DAC 和 VCO 之間插入一級模擬積分器，采用片外電容實現，對 DAC 的輸出進行積分，濾除 DAC 的量化噪聲，解決了 DCO 的分辨率問題。

實現了另外一種基于數模混合型鎖相環的 FMCW 信號發生器。其中，使用面積更小、功耗更下的 Bang-Bang 鑒相器代替了全數字鎖相環中的時間數字轉換器(TDC)。

處理 FMCW 信號發生器中的 1/f 噪聲的技術手段，其從基于 ADC-TDC 的全數字鎖相環出發，將 ADC 替換為連續時間帶通 DSM 調制器，然后將 DSM 調制器的輸出在數字域混頻至 DC，對 DC 的噪聲進行整型，將其推往高頻后由鎖相環的環路濾波器濾除掉。表 1 給出了 FMCW 信號發生器性能匯總。

功率放大器

功率放大器是毫米波雷達芯片不可或缺的模塊。功率放大器主要的性能指標為線性度、帶寬、效率和輸出功率。FMCW 雷達的發射信號包絡恒定，對功率放大器的線性度沒有要求，因此不需要工作在功率回退區域。這點與毫米波無線通信中的功率放大器有很大不同。

在毫米波雷達芯片中，很少有功率放大器采用 Doherty、數字功率放大器、包絡追蹤等旨在提高回退效率的技術。理論上 FMCW 雷達芯片中可采用 D 類、E 類等非線性功率放大器以提高效率。在實際實現中，硅基晶體管在毫米波頻段損耗大，缺乏這些非線性功率放大器所需的理想開關，因此大部分文獻中還是采用 AB 類線性功率放大器。

在功率放大器的帶寬方面，基于片上變壓器的高階匹配網絡逐漸被認為是一種非常有效的帶寬擴展方法。寬帶方面的具體內容在此文下一節進行介紹。先進的硅基工藝電源電壓和晶體管的擊穿電壓較低，例如，65 nm 的 CMOS 工藝電源電壓為 1 V，這限制了傳統功率放大器電路的飽和輸出功率，一般小于 16 dBm。

有兩種主要的技術可提高輸出功率。其一是堆疊型功率放大器(Stack PA)。在堆疊型功率放大器中，將多個晶體管堆疊在一起，堆疊管柵端對于毫米波信號來說懸空，電源電壓由多個晶體管均勻承擔，因而可將電源電壓提高，增大輸出功率。

堆疊型功率放大器更適合 SOI 工藝， CMOS 工藝中，一方面無法減小堆疊管源端相對于襯底的電壓，另一方面源端的對地寄生電容要在堆疊通路上引起電流相位改變，降低效率。堆疊型功率放大器采用 45 nm 的 SOI CMOS 工藝，峰值效率為 34%，飽和輸出功率為 18.6 dBm。

采用 65 nm CMOS 工藝嘗試了堆疊型功率放大器，輸出功率有所提高，但不如 SOI 工藝明顯，其在堆疊模式下的飽和輸出功率為 17.6 dBm，峰值效率 20.4%。

第 2 種技術是功率合成。在每個子功率放大器輸出功率有限的情況下，采用多路進行功率合成，理論上兩路可提高輸出功率 3 dB，四路可提高 6 dB。但功率合成網絡會引入額外的插入損耗，文獻中報道的值一般約 1 dB。功率合成網絡即可以采用變壓器、也可采用傳輸線。

變壓器型的功率合成網絡更緊湊，可將子功率放大器的匹配網絡、阻抗變換等融合在一起，提高整體性能。采用 40 nm 的 CMOS 工藝設計一個基于變壓器的四路功率合成型功率放大器，飽和輸出功率 20.9 dBm，峰值效率 22.3%，輸出功率合成網絡的損耗小于 1 dB，這代表了硅基片上變壓器多路功率合成網絡插入損耗的最優值。

但變壓器功率合成芯片布局復雜，子功率放大器的輸出晶體管到變壓器端口的走線需要對稱，這限制了變壓器功率合成的規模。而傳輸線的功率合成網絡可以走成二叉樹的對稱結構，對于 8 路以上的功率合成網絡，傳輸線幾乎是唯一的選擇。

功率合成型放大器具備 16 個子功率放大器，采用零度傳輸線合成，工作在 42 GHz，飽和輸出功率和峰值效率分別為 28.4 dBm 和 10%。效率方面，毫米波雷達的功率放大器可采用多模式，當目標距離較近時，切換為低輸出功率模式已降低功耗。值得注意的是，模式切換與 Doherty 等增強回退效率的技術有所不同，模式切換對切換速度沒有要求，因此較容易實現。

模式切換可通過改變偏置電壓、關斷部分子功率放大器來實現。創新地通過在堆疊型功率放大器和 Cascode 功率放大器之間切換來實現了模式的配置。合成性功率放大器結構如圖 8 所示。功率放大器的性能對比如表 2 所示。

寬帶電路

帶寬是毫米波雷達芯片的一個重要指標，它直接決定了雷達所能達到的距離分辨率。除了汽車雷達這樣給定可使用的頻譜范圍之外，大部分毫米波雷達芯片會采用一些寬帶電路技術，盡可能的利用毫米波頻段的寬可用帶寬。毫米波雷達芯片前端一般都有多級電感匹配的放大級，因此一種可行的寬帶技術是將各級的幅度峰值頻率稍稍錯開，這樣拓展總增益的帶寬。

但這種做法存在一些問題。首先，將幅度峰值頻率錯開會犧牲整體增益；其次，由于工藝偏差等因素，每級的幅度峰值頻率難以精確控制；最后，對于功率放大器而言，其飽和輸出功率由輸出級主導，錯開峰值頻率這種做法不能擴展飽和狀態下功率放大器的帶寬。

目前在毫米波雷達芯片中最有潛力的寬帶電路技術是使用片上變壓器做寬帶匹配網絡。變壓器的多個線圈重疊在一起，以與一個電感相當的面積，實現了一個高階的電感電容網絡，非常適合用在毫米波雷達芯片的匹配網絡之中。

而且，變壓器還提供了很方便的直流偏置位置。由于片上變壓器的這些優勢，它吸引了大量相關研究。使用變壓器實現了一個帶寬為 57～66 GHz 的功率放大器芯片。直接使用變壓器，不加這個額外電容效果更好。

相控陣

相控陣是毫米波雷達芯片中的一項重要技術。相控陣通過控制天線陣列各個接收通路的相移值，實現了天線波束的電掃描。相比于天線的機械掃描，相控陣擺脫了機械轉動部件，在魯棒性方面有很大提升，同時降低了成本。由于不同接收通路的信號相干疊加，而噪聲不相干，具備 N 個接收通路的相控陣可提高信噪比 N 倍。

根據移相單元的位置不同，相控陣收發機的結構可以劃分為本振移相、射頻移相、基帶移相，如圖 11 所示。本振移相將移相通路放置在本振通路之上，本振與發射機接收芯片混頻之后，等效為信號的相移。

一般本振信號的強度比接收到的射頻信號要大，而且混頻器電路的轉換增益隨本振幅度變化很小，因此移相器在本振通路上引入的噪聲和損耗不會直接轉換到信號通路之上。

與之相對，射頻移相直接在混頻器之前的射頻信號通路插入移相器，移相器引入的噪聲和損耗直接影響信噪比，設計時需對其進行補償。但本振移相的布局較為復雜，芯片上需要集成多個混頻器，同時有射頻接收信號和本振信號兩個毫米波信號在芯片上傳輸，時鐘布局網絡復雜。

因此本振移相的結構多使用在較小規模的相控陣之中，本振移相相控陣包含兩個接收通路。射頻移相布局簡潔，移相器之后可以采用片上功率合成器直接進行功率合成，得到一路射頻信號，再與本振信號混頻。射頻移相的結構同時還具備非常好的可擴展性。文獻中規模較大的相控陣均采用射頻移相的結構。

采用射頻移相實現了高達 144 通路的相控陣芯片。基帶移相的結構在文獻中出現較少，與本振移相相同，它也需要多個混頻器以及復雜的時鐘饋線網絡。將移相功能放在數字基帶具備最好的靈活度，但這種做法需要集成多路 ADC，當基帶頻率較高時會顯著提高功耗和芯片面積代價。

針對數字基帶移相提出了一種新穎的補償方法，用于實現移時功能。

相控陣的等效波束角度分辨率與收發通路數目有關，其計算公式為：

MIMO 陣列技術很好的突破了這種限制，它同時使用虛擬陣列，減少了實際所需的收發通路數目，降低了系統成本。

鍵合線封裝

鍵合線封裝大量應用于低頻模擬射頻電路的封裝之中，其成本低廉、技術難度小，可認為是迄今為止使用最廣泛的封裝技術。在毫米波頻段，鍵合線會引入較大的寄生電感，有損信號完整性，限制了鍵合線封裝在毫米波雷達封裝中的應用。

為了減少鍵合線的寄生電感，可將 PCB 挖了一個坑，將芯片放置在坑中，減小芯片和 PCB 的高度差。采用多根鍵合線并聯同樣可以減小寄生電感，但是由于鍵合線之間的互感，電感量的減小比例與線的根數不成比例。

通過將芯片上的傳輸線與鍵合線協同設計，并用了大量的接地鍵合線以減小寄生電感，最終將鍵合線的帶寬提高到了單根鍵合線的 3.2 倍，從 dc 到 80 GHz 的范圍內插入損耗小于 3.0 dB，這種做法的局限是需要長的地線焊盤，犧牲了芯片面積，同時還需要對鍵合線長度進行較為精確的控制，如圖 13 所示，給出了 4 種鍵合的帶寬測試結果。

使用鍵合線作為天線，在 60 GHz 獲得了 4 dBi 的天線增益，收發機的工作距離為 14 mm，如圖 14。總而言之，由于性能限制，鍵合線技術在毫米波雷達中使用較少。

倒封裝

第 2 種封裝方式為倒封裝。圖 15 給出了倒封裝的示意圖。現今倒封裝已經是一種相當成熟的技術。相比于鍵合線，倒封裝的性能更好，典型的倒封裝焊球引入的電感在 20～30 pH 的量級，這對毫米波信號尚在可容忍范圍內，對信號完整性和匹配影響并不大。倒封裝的另一個優勢是芯片上焊盤位置可相對自由的分布，不必局限于芯片四邊，這樣可以避免不必要的走線，且單位面積的焊盤密度也更大。

圖 15(b)給出了采用 25 mm 焊球的倒封裝反射系數測試結果，可以看到，到 100 GHz 的范圍內，倒封裝都能實現很好的匹配。一般毫米波雷達芯片上都會使用大量的電感、傳輸線和變壓器等無源器件，封裝有可能在片上無源器件上方覆蓋一層封裝金屬。這層金屬可能會改變無源器件的特性，在芯片設計中需預先將其考慮在內。

封裝天線

封裝天線指的是將天線和芯片一同集成在封裝內，如圖 16 所示。封裝天線很好地兼顧了封裝成本、體積和性能。毫米波信號直接在封裝內部完成從芯片向天線的轉換，避免了毫米波信號進入 PCB 板，從而降低了對 PCB 的要求，減低 PCB 板的設計制作成本。

同時，電源、低速信號依然通過封裝從 PCB 引出，減小封裝體積。封裝天線在毫米波雷達方面具備大的潛力。封裝天線尺寸為 8×8 mm2，封裝上集成了一個長度為 1.65 mm 的差分饋線雙極化天線，測得天線的增益為 5 dBi, H 平面和 E 平面的半功率角分別為±45o和±60o。

封裝天線在毫米波相控陣系統中成為主流方案。高通在 2018 年的 ISSCC 上發表的 28 GHz 相控陣即采用封裝天線，單個封裝中集成了 8 個雙極化微帶天線，實現了±45o的波束掃描范圍，還可進一步將 32 個封裝拼接在一起，實現 256 單元的相控陣列[75]。美國谷歌公司的毫米波無線手勢識別雷達同樣采用封裝天線，在封裝中集成了 2×2 的 60 GHz 接收天線陣列以及 1×2 的發射天線陣列，如圖 17 所示。

片上天線

片上天線相對于封裝天線更進一步，將天線直接集成在芯片之上，徹底消除了毫米波信號從芯片內部與外部器件的接口。但片上天線的應用主要受限于兩方面的因素，

一是芯片面積，即使到了毫米波頻段，片上天線占據的芯片面積依然不小；

二是天線性能。現代硅基工藝襯底一般阻抗較低，以 65 nm 的 CMOS 工藝為例，其襯底電導率約為 10 S/m，會極大的影響天線的輻射效率。在襯底背面加了一層額外的反射層可提高片上天線的輻射效率，但這種做法需要在常規半導體工藝之外引入額外的步驟，不適合大規模量產

7.毫米波雷達發展趨勢

自動駕駛、智能機器人等領域的興起，對毫米波雷達的發展起到了很大的促進作用，同時也對毫米波雷達提出了新的要求。一方面，不論是激光雷達還是攝像頭，對工作環境要求較高，都不能代替毫米波雷達的作用。另一方面，毫米波雷達需要朝更高的分辨率、更廣的工作范圍進化。其中，毫米波雷達有兩方面的技術發展趨勢值得重點關注。

隨著半導體技術的快速發展，硅基工藝晶體管的截止頻率提升，足以支撐起硅基毫米波雷達芯片的研究。硅基工藝在成本和集成度方面的巨大優勢使硅基毫米波雷達吸引了來自學術界和工業界的大量研究。

在雷達工作頻段選擇方面，主要的考慮因素包括頻譜規范、毫米波傳播特性、所需距離分辨率和成本等方面。不同的應用會有不同的側重。在測距機制方面，FMCW 體制的毫米波雷達結構簡單穩定，中頻頻率低，很大程度的放寬了對 ADC 以及數字基帶的速度要求，比脈沖體制更適合硅基芯片實現。

PMCW 體制可提供 MIMO 毫米波雷達所需的正交性，在 MIMO 雷達中得到應用。硅基毫米波雷達的關鍵電路模塊包括 FMCW 信號發生器和功率放大器。FMCW 信號發生器主流采用鎖相環來實現，實現方式包括模擬鎖相環、數模混合鎖相環和全數字鎖相環。

全數字鎖相環在可控性、芯片面積、校準功能等方面有優勢。功率放大器朝著更大的輸出功率和更高的效率兩方面進化。片上功率合成網絡是提高輸出功率的有效方式，有變壓器合成和傳輸線合成兩種主要的方式。

毫米波雷達的一個重要技術是寬帶技術。片上變壓器以與單電感相當的面積，實現了一個高階匹配網絡，在毫米波雷達芯片寬帶匹配中有很大潛力。毫米波雷達封裝和天線方面，封裝天線很好的平衡了天線性能與成本，在目前的毫米波雷達中得到廣泛應用。

編輯：hfy