有時您需要正電源，而最可用的電源軌（或僅可用電源軌）是負電源軌。事實上，負向正電壓轉換用于汽車電子，以及各種音頻放大器的偏置電路，以及工業和測試設備。盡管許多系統中的功率通過負電源軌（相對于接地軌）分配，但其中的邏輯板、ADC、DAC、傳感器和類似器件仍然需要一個或多個正電源軌。本文介紹一種簡單、元件數量少、高效的電路，用于從負電源軌產生正電壓。

電路描述和動力傳動系功能

圖1顯示了將負電壓高效轉換為正電壓的完整解決方案。此特定解決方案使用升壓拓撲。動力傳動系包括開關 MOSFET、底部 Q1、頂部 Q2、電感器 L1 和輸入/輸出濾波器。同步高效升壓控制器 IC 通過改變動力傳動系中開關 MOSFET 的狀態來調節輸出電壓。為了描述本電路，系統接地（SYS_GND）用作極性的參考，輸入軌（相對于SYS_GND負）（–V在），和正 — 相對于SYS_GND — 輸出軌 （+V外).

轉換器的工作原理如下。如果晶體管Q1導通，則電流從SYS_GND流向負軌。晶體管Q2關閉，電感L1在其磁場中存儲能量。為了完成切換周期，Q1關閉，Q2打開。電流開始從SYS_GND流向+V外軌道，將 L1 能量釋放到負載。

圖1.負正轉換器電氣原理圖，帶V在–6 V 至 –18 V（–24 V 峰值）和 V外+12 V，6 A。

動力傳動系部件選擇的基本表達式

圖2中的開關行為拓撲圖說明了負正轉換器行為。對于開關周期的第一個間隔，在占空比定義的時間長度內，底部開關，B西 南部，短路且頂部開關，T西 南部，是打開的。電感兩端的電壓 L 等于 –V在.在整個時間間隔內，電感L中的電流增加，產生與–V匹配的電壓極性在電感兩端。同時，輸出濾波電容放電，為系統負載提供電流。

圖2.負到正轉換器拓撲圖。

循環的第二個間隔翻轉兩個開關 - B西 南部是開放的，T西 南部被做空。電感L兩端的極性發生變化，電感開始向負載和C提供電流（存儲在周期的第一個間隔內）外，輸出濾波電容。電感在周期的這一部分內看到相應的電流降低。電感的伏秒平衡定義了轉換器在連續導通模式下的占空比D。

計算時序和組件應力

以下是描述動力傳動系部件的正時和應力的公式。

占空比決定了開關的開/關時間

輸入電流的平均值，I外，是輸入電流

電感電流的峰值

開關 MOSFET 上的電壓應力

通過底部MOSFET的平均電流

通過頂部 MOSFET 的平均電流

這些表達式對于大致了解拓撲的功能以及動力傳動系組件的初步選擇非常有用。對于最終選擇和詳細設計，請使用LTspice建模和仿真。?1

轉換器控制說明和功能

輸出電壓的檢測和控制電壓的電平轉換由基于 PNP 晶體管 Q3 和 Q4 的電流鏡管理。反饋電流IFB（本電路中為1 mA）確定反饋環路中電阻的值。

其中 VC是誤差放大器的基準電壓。

其中 RFB（T）是輸出電壓檢測電阻。

圖1所示的反饋電路是一種廉價的解決方案，但分立晶體管的容差會受到基極發射極電壓和溫度變化差異的影響。為了提高精度，可以使用匹配的晶體管對。

轉換器動力傳動系的控制留給 LTC7804 升壓控制器。之所以選擇該芯片，是因為其效率高，具有同步整流、易于實現、高開關頻率操作（如果需要小電感尺寸）和低靜態電流。

測試結果和拓撲限制

該解決方案經過了細致的測試和驗證。圖3顯示，在很寬的負載電流范圍內，效率仍然很高，達到96%。請注意，隨著輸入電壓的絕對值減小，輸入和電感電流也會增加。在某一點，電感電流可能超過電感上的最大電流或飽和電流。顯示這種效應的降額曲線如圖4所示。在–9 V至–18 V范圍內，最大負載電流為6 A，低于絕對值低于–9 V的輸入電壓。 圖5顯示了圖6中解決方案板的熱性能。

圖3.V 的效率曲線在–12 V 和 –18 V，自然對流冷卻。

圖4.絕對值輸入電壓低于–9 V時的輸出電流降額曲線。

圖5.帶V的轉換器的熱圖像在–12 V 和 V外+12 V，6 A，使用自然對流冷卻，無氣流。

圖6.轉換器照片。

結論

本文介紹了一個非常高效且相對簡單的設計的完整解決方案，用于使用升壓控制器為單極性負電源添加正電源軌。它還提供時序、電源轉換組件和電氣應力的電氣原理圖和計算。測試數據證實了高效率和良好的熱性能。此外，該解決方案中使用的升壓拓撲使設計人員可以選擇使用預認證的升壓控制器，從而節省開發時間和成本。相反，對負-正轉換器的升壓控制器進行認證可以為其預認證，以用于未來的升壓應用。

審核編輯：郭婷