作者：Neil Zhao， Wenshuai Liao， and Henri Sino

電流檢測是一項關鍵功能，對于電機控制、電磁閥控制、通信基礎設施和電源管理等應用中的精密閉環控制是必需的。最終用途從安全關鍵型汽車和工業應用到手持設備，其中功率和效率至關重要。精密電流監控使設計人員能夠獲得關鍵的瞬時信息，例如電機轉矩（基于電機電流）、DC-DC轉換器的效率、基站LDMOS（橫向擴散MOS）功率晶體管中的偏置電流，或診斷信息，例如對地短路。

為了了解系統設計人員在為電路板選擇最精確、最具成本效益的電流傳感器時所面臨的關鍵權衡、選項和挑戰，我們仔細研究了蜂窩基站功率放大器和其他相關應用中LDMOS偏置電流監控中的電流檢測。

電流監控在基站功率放大器中是必要的，特別是對于3G和LTE中使用的更復雜的調制方法，其中峰均功率比從3G W-CDMA的5.2 dB（約2.1比3）到LTE OFDM的8.5 dB（約7.1比1）不等，而最流行的3G單載波GSM為2 dB（約1比2）。控制環路功能之一是監控LDMOS偏置電流，從而允許LDMOS的偏置針對給定功率輸出進行適當調制。通常，這種直流偏置電流具有基于工作、最大或非峰值操作的寬動態范圍。對于設計人員來說，這意味著需要一個精確的電流傳感器來監控50 mA（或低至15 mA）的電流。1至20 A，而LDMOS的漏極偏置在28 V至60 V的高電壓范圍內。 使用分流電阻器監控此電流意味著設計人員只能使用非常小的分流器，當LDMOS電流為20 A時，該分流器不會耗散太多功率。例如，即使是10 mΩ分流器在最大電流下也會耗散4 W。

雖然分流電阻可用于處理此功率，但電路板可能需要更低的功耗。但是，選擇這樣的低電阻值意味著，在低電流（例如50 mA）下，10 mΩ分流器兩端的電壓非常小（500 μV），這使得精確監控成為一項挑戰，因為電路還必須承受高共模電壓。

本文將重點介紹電流檢測解決方案，幫助設計人員在存在高共模電壓的情況下準確監控寬范圍的直流電流。還將特別注意溫度性能，這是一個通常不容易校準的關鍵參數，但在室外功率放大器的情況下必須面對。本文介紹了三種可選的解決方案方法（按設計復雜性降低的順序排列），為各種應用提供可行的高精度、高分辨率電流檢測。

使用分立元件（如運算放大器、電阻器和齊納二極管）構建電流傳感器。該解決方案采用零漂移放大器AD8628作為關鍵元件。

通過使用高壓雙向分流監控器（如AD8210）和額外的外部元件來擴展動態范圍和精度，實現更高的集成度。

采用應用優化的器件，例如新推出的AD8217，這是一款易于使用、高度集成的零漂移電流傳感器，輸入共模電壓范圍為4.5 V至80 V。

為高端電流檢測配置標準運算放大器

圖1所示為采用AD8628的基于運算放大器的分立解決方案。同樣的設置也適用于其他運算放大器，但所需的特定特性包括低輸入失調電壓、低失調電壓漂移、低輸入偏置電流以及軌到軌輸入和輸出擺幅能力（如果可能）。其他推薦的放大器包括AD8538、AD8571和AD8551。

圖1.采用運算放大器的分立式大電流檢測解決方案。

該電路監視高壓側電流I。放大器通過齊納二極管偏置，在本例中，齊納二極管的額定電壓為5.1 V。它的使用可確保放大器在高共模電平下安全工作，其電源電壓保持穩定并在允許的電源限值內，同時輸出由MOSFET轉換為電流，并通過電阻轉換為以地為參考的電壓RL.因此，輸出電壓可以為轉換器、模擬處理器和其他以地為參考的元件（如運算放大器或比較器）供電，以進行進一步的信號調理。

在這種配置中，電壓跨越RG等于兩端的電壓R分流因為通過 MOSFET 的反饋將兩個高阻抗運算放大器輸入保持在相同的電壓。電流通過RG流經場效應管和RL發展V輸出.流過分流電阻器的電流I與分流電阻器之間的關系V輸出由公式 1 表示：

(1)

R分流選擇：最大值R分流受最大電流下允許功耗的限制。的最小值R分流受運算放大器輸入范圍和誤差預算的限制。通常，值R分流范圍為 1 mΩ 至 10 mΩ，用于監控大于 10 A 的電流。如果單個電阻器不能滿足功耗要求或對于PCB來說太大，R分流可能必須由多個并聯電阻組成。

RG選擇： RG用于將與高端電流成比例的電流轉換為低端電流。最大RG受 P 溝道 MOSFET 的漏源漏電流限制。例如，考慮常見的P溝道增強模式垂直DMOS晶體管BSS84。最大我DSS在各種條件下如表1所示。

表 1.漏源漏電流

條件	最大 IDSS
VGS = 0 V; VDS = –40 V; TJ = 25°C	–100 nA
VGS = 0 V; VDS = –50 V; TJ = 25°C	–10 μA
VGS = 0 V; VDS = –50 V; TJ = 125°C	–60 μA

考慮 LDMOS 漏極電流監控示例，采用 28V 共模和我DSS的 100 nA。最小電流通過的鏡子RL應至少 20 次我DSS.這導致

最低要求RG受最大負載電流下允許的鏡面電流功耗限制

R偏見選擇：電流通過R偏見 分頻以產生運算放大器的靜態電流和基本恒定的齊納二極管電壓，VZ，（確定運算放大器的電源電壓）。確保流過齊納二極管的電流不超過其最大調節電流，我Z_MAX，當放大器電流，我供應，基本上為零，并且V在是最大值：

為確保二極管電壓穩定，流過二極管的電流應高于其最小工作電流，我Z_MIN什么時候我供應是最大值和V在是最小值：

齊納二極管和R偏見是該解決方案中的關鍵元件，因為它們消除了以下電路的高共模電壓，并允許使用低壓精密運算放大器。為了獲得最佳電壓穩定性，齊納二極管應具有低動態電阻和低溫度漂移。

R1選擇： R1用于在輸入瞬變超過運算放大器電源電壓時限制放大器輸入電流。建議使用 10kΩ 電阻。

失調電壓，V操作系統和失調電流，我操作系統，所選的運算放大器至關重要，尤其是在分流電阻值低且負載電流較低的情況下。V操作系統 + 我操作系統×R1必須小于我最低×R分流，或者放大器可能已飽和。因此，首選具有零交越失真的軌到軌輸入放大器，以獲得最佳性能。

這種分立解決方案需要考慮的另一個問題是溫度漂移。即使使用零漂移放大器，優化由齊納二極管、MOSFET和電阻等分立元件引起的漂移也非常困難或成本高昂。從表 1 中，最大值我DSS的 MOSFET 在 –10 μA 至 –60 μA 范圍內變化，工作溫度從 25°C 變為 125°C，如下所示：V一般事務人員= 0 V 和VDS= –50 V.這種漂移會降低系統在整個溫度范圍內的精度，尤其是在監控電流較低時。齊納二極管的漂移會影響放大器電源的穩定性，因此所使用的放大器應具有高電源抑制（PSR）。

此外，設計人員必須考慮到該解決方案的低功耗效率：消耗大量功率R偏見.例如，如果總線共模電壓為28 V，則齊納二極管電壓輸出為5.1 V，并且R偏見是一個1000 Ω電阻，電路將耗散超過0.52 W的不良功率。這會增加功耗預算，必須加以考慮。

采用AD8210和外部元件的高端電流檢測

圖2a顯示了AD8210集成高壓雙向分流監控器的簡化框圖;圖2b所示為采用外部基準電壓源的單向應用。

圖2.（a） AD8210高壓雙向分流監控器。

（b） 帶外部參考的大范圍單向應用。

AD8210放大流過分流電阻的正電流或負電流產生的小差分輸入電壓。AD8210抑制高共模電壓（高達65 V），并提供以地為參考的緩沖輸出。

如圖2a所示，它包括兩個主模塊：差分放大器和儀表放大器。輸入端子通過R連接到差分放大器A11和 R2.A1通過調整通過R的小電流來消除其自身輸入端子上的電壓1和 R2與 Q1 和 Q2。當AD8210的輸入信號為0 V時，電流以R為單位1和 R2 相等。當差分信號不為零時，通過其中一個電阻的電流增加，在另一個電阻中減小。電流差與輸入信號的大小和極性成正比。

通過Q1和Q2的差分電流通過R轉換為差分電壓3和 R4.A2配置為儀表放大器。差分電壓通過A2轉換為單端輸出電壓。增益在內部設置為20 V/V，采用精密調整的薄膜電阻。

輸出基準電壓可通過 V 輕松調節參考文獻1和 V參考文獻2引 腳。在處理雙向電流的典型配置中，V參考文獻1連接到 V抄送而V參考文獻2已連接到 GND。在這種情況下，輸出以 V 為中心抄送/2當輸入信號為0 V時，因此使用5 V電源時，輸出中心為2.5 V。輸出將大于或小于2.5 V，具體取決于通過分流電阻器的電流方向。

這種配置適用于充電/放電應用，但如果用戶需要利用整個輸出范圍來測量單向電流，則圖2b電路顯示了可以使用外部電源設置范圍的典型方式。這里，電阻分壓器由運算放大器緩沖以驅動V參考文獻1和 V參考文獻2引腳連接在一起，以偏移輸出。

放大器很難單獨監控負載電流，因為它接近于零。采用5 V電源時，AD8210的線性輸出范圍最小輸出為50 mV，最大輸出為4.9 V。 考慮分流電阻為10 mΩ的應用。流過它的最小電流必須大于250 mA，以確保AD8210的輸出高于其最低點50 mV。

圖2b所示的配置增加了一個失調，以允許測量較小的電流。基于20 V/V的放大器增益，輸出電壓與監控電流之間的關系可計算為公式2：

(2)

例如，使用電阻，R1和R2分別為9800 Ω和200 Ω，失調電壓將為100 mV。當差分輸入為0 V時，AD8210輸出現在為100 mV，安全地處于線性范圍內。如果分流電流范圍為 50 mA 至 20 A，則R分流 = 10 mΩ，輸入范圍為0.5 mV至200 mV;AD8210的輸出范圍為10 mV至4 V加上失調電壓，或0.11 V至4.1 V，完全在AD8210的額定線性范圍內。

事實上，使用這種配置，設計人員可以將AD8210的輸出偏移到其電源范圍內的任意點，以處理具有任意不對稱程度的任意電流范圍。需要運算放大器來緩沖分壓器，因為精密調整的電阻在內部連接到基準輸入，因此，為了獲得最佳結果，這些輸入應以低阻抗驅動。可用于緩沖外部基準電壓源的精密、低成本運算放大器包括AD8541、AD8601、AD8603、AD8605、AD8613、AD8691和AD8655。

與分立式解決方案相比，如果輸出電壓范圍不能滿足電流檢測范圍要求，這種集成解決方案要求分流監控器具有高共模電壓范圍和輸出失調。但它可以處理雙向電流監控，并避免上述溫度漂移和功耗問題。AD8210的失調漂移和增益漂移保證最大值分別為8 μV/°C和20 ppm/°C。例如，如果將AD8603用作緩沖器，則其失調僅占1 μV/°C，與AD8210已經很低的失調電壓漂移相比，可以忽略不計。分壓器的功耗，R1和 R2是

或僅1.2 mW，使用圖2b中的參數。

使用零漂移AD8217進行高端電流監控

最近，ADI公司推出了AD8217，這是一款具有零漂移和500 kHz帶寬的高壓電流傳感器，專門設計用于在寬溫度、輸入共模和差分電壓范圍內提高分辨率和精度。圖3a顯示了該器件的簡化框圖;圖3b顯示了典型應用中的它。

圖3.（a） 高分辨率、零漂移分流監控器AD8217。

（b） 使用AD8217進行高端電流檢測。

為了測量通過小分流電阻的極小電流，AD8217在整個溫度范圍內具有最小20 mV輸出范圍，優于AD8210的50 mV范圍。因此，如果分流器上監控的最小負載電流從電流傳感器產生20 mV最小輸出，即1 mV最小輸入，則用戶可以選擇如圖8217b所示配置的AD3。AD8217輸出電壓與輸入電流之間的關系可由公式3計算：

(3)

AD8217內置低壓差穩壓器（LDO），可為放大器提供恒壓電源。LDO可承受4.5 V至80 V的高共模電壓，其功能與圖1中的齊納二極管相似。

AD8217的出廠設置增益為20 V/V，在整個溫度范圍內最大增益誤差為±0.35%。在整個溫度范圍內額定±300 μV的初始失調和極小的溫度漂移（±100 nV/°C）將增加任何誤差預算。緩沖輸出電壓直接與任何典型的模數轉換器接口。無論共模如何，當輸入差分至少為8217 mV時，AD1都能提供正確的輸出電壓。如上所述，使用10 mΩ分流電阻時，最小電流可低至100 mA。

單芯片解決方案避免了分立解決方案的溫度漂移和功耗問題。

性能結果比較

以下部分將展示比較三種不同方法獲得的測試結果。通過改變輸入電壓和負載電阻來調節通過分流器的輸入電流。在數據中，已經進行了初始校準，以消除與我們電路板中使用的所有器件相關的初始增益和失調誤差。

圖4是R兩端輸出電壓的線性曲線圖L作為流過的輸入電流的低端值的函數R分流，使用圖1所示電路測量。R分流為 10 mΩ;RG是 13 Ω;R偏見是 100 Ω;R1為 10 kΩ;負載電阻為200 Ω;RL是 200 Ω;齊納二極管輸出為5.1 V;運算放大器為AD8628;MOSFET是BSS84。最大相對誤差為0.69%，校準后平均值為0.21%。

圖4.圖8628中AD1的低電流測試結果。

圖5是AD8210輸出電壓與流經R的輸入電流低端值的線性度曲線分流，使用圖2b的電路測量。R分流為 10 mΩ;R1為 20 kΩ;R2為 0.5 kΩ;負載電阻為200 Ω。外部基準電壓緩沖器為AD8603。校準后最大相對誤差為0.03%，平均值為0.01%。

圖5.圖8210b中AD2的低電流測試結果。

圖6是AD8217輸出電壓與流經R的輸入電流低端值的線性關系圖分流在圖3b的電路中。R分流為10 mΩ，負載電阻為50 Ω。最大相對誤差為0.088%，線性校正后平均值為0.025%。

圖6.圖8217b中AD3的低電流測試結果。

請注意，測試必須集中在范圍的低端，并且沒有覆蓋整個50 mA至20 A范圍。原因是線性度挑戰主要在于該范圍的低輸出電壓（低單極性電流）部分。

還對每種溶液在–40°C、+25°C和+85°C下進行了溫度實驗。 表2顯示了在+25°C下使用相同的校正系數在–40°C和+85°C下校準數據時的最大相對誤差和平均誤差。

表 2.使用相同的校正系數在不同溫度下的最大和平均誤差

解決方案電路		AD8628	AD8210	AD8217
–40°C	最大誤差 （%）	11.982	2.117	0.271
	平均誤差 （%）	4.929	2.059	0.171
+25°C	最大誤差 （%）	1.806	0.075	0.103
	平均誤差 （%）	0.228	0.039	0.022
+85°C	最大誤差 （%）	6.632	3.800	0.918
	平均誤差 （%）	5.769	3.498	0.421

如果系統中可以使用溫度傳感器，則可以使用不同的校正因子來校準不同溫度下的數據，但會增加組件和制造成本。表3顯示了在–40°C、+25°C和+85°C下使用不同校正因子時的最大相對誤差和平均誤差。

表 3.使用不同的校正系數在不同溫度下的最大和平均誤差

解決方案電路		AD8628	AD8210	AD8217
–40°C	最大誤差 （%）	1.981	0.022	0.114
	平均誤差 （%）	0.303	0.009	0.023
+25°C	最大誤差 （%）	1.806	0.075	0.103
	平均誤差 （%）	0.228	0.039	0.022
+85°C	最大誤差 （%）	1.844	0.038	0.075
	平均誤差 （%）	0.241	0.013	0.020

溫度實驗表明，采用自穩零技術的器件在寬溫度范圍內具有高精度，尤其是AD8217。

圖7.使用AD8628分立解決方案進行溫度實驗。

圖8.使用AD8210集成解決方案進行溫度實驗。

圖9.采用AD8217單芯片解決方案進行溫度實驗。

結論

測試結果表明，這三種解決方案都可用于寬動態范圍高端電流檢測：所有三種解決方案的輸出均為線性，而采用AD8217的解決方案無需獨立電源即可獲得最佳誤差性能。±100nV/°C 失調漂移特性也使其成為在 –40°C 至 +125°C 溫度范圍內實現最精確性能的理想選擇。從系統設計的角度來看，單芯片解決方案可以節省PCB面積，簡化PCB布局，降低系統成本，提高可靠性。這些發現尤其適用于單向電流檢測應用，其中負載電流范圍很寬，動態范圍至關重要。

基于這些測試結果，AD8217解決方案是寬動態范圍單向高端電流檢測和監控的三種選擇中最適合的。我們還注意到，AD8210解決方案提供低至0 V輸入的工作電壓，這對于接地短路條件可能非常有利。另請注意，AD8210能夠像充電/放電應用那樣對雙極性電流進行單芯片監控。

在需要最佳系統性能的實際系統設計中，建議使用校準和溫度檢測。

審核編輯：郭婷