已經提出了許多不同的想法來增加壓電蜂鳴器或超聲波換能器的聲輸出。它們中的大多數都涉及相當復雜的電路，從而增加了解決方案的總成本;例如將低壓邏輯電源升壓至更高電壓或使用 H 橋拓撲。

相比之下，此設計理念展示了如何在最大程度地減少零件數量和成本的同時增加壓電換能器的聲輸出。在了解新方法之前，讓我們先了解一些最常用的壓電聲學設計及其缺點。

最簡單的壓電驅動電路由換能器和開關晶體管組成(圖 1)。換能器兩端的電壓不能大于電源電壓，這對聲輸出設置了上限。電阻器 R2 用于對換能器的電容進行放電。相對于換能器諧振頻率的周期，RC 時間常數應該較短。低電阻值會降低電效率，同時抑制換能器的機械(聲學)共振，這當然會降低聲學效率。

壓電驅動電路

圖 1雖然這種壓電驅動電路很簡單，但效率非常低。

如圖 2所示，此電路的常見增強功能是用電感器代替 R2 。

改進的壓電驅動電路

圖 2用電感器代替 R2 提高了壓電驅動器的輸出和效率。

通常選擇電感值以在換能器的聲共振處與換能器(蜂鳴器)的電容電共振。這種方法可以提供比并聯電阻方法更多的聲音輸出，但仍有很大的改進空間。最好的情況是，換能器兩端的峰峰值電壓可能達到 40Vppk，而 20Vppk 在 5V 電源下更為典型。

這是因為晶體管集電極-基極結在電感器和換能器電容形成的并聯諧振電路的負擺幅上正向偏置，從而鉗位電壓擺幅，限制聲學輸出。

添加一個二極管可將 CE 結(或者如果使用 FET，體二極管結)與該負擺幅去耦，從而在換能器上提供更大的電壓擺幅，從而增加聲學輸出(圖 3)。雖然二極管的正向電壓確實降低了施加的電源電壓，但增加的諧振電壓足以彌補這一小損失。

壓電驅動電路二極管

圖 3使用二極管可以消除電路的負擺幅。

為了實現任何進一步的改進，我們需要考慮在這個小系統中實際上有兩個共振在起作用：

換能器的聲共振、機械和空腔共振適用

電感和換能器電容的電諧振

電諧振頻率不必與聲諧振頻率相同。事實上，如果它大約是聲共振的 2 倍，換能器上的峰值電壓會大大增加。

這在圖 4中進行了演示，其中使用以下電路參數導出波形：

電源 = 5VDC

L1 = 3.2mHy

C(壓電)= 2nF

信號源頻率=PZ1，諧振頻率=40KHz

調整信號源占空比以消除開啟時的大電流尖峰

請注意，第 5 項標識了一個必須解決的潛伏在這個新解決方案中的潛在問題。如果信號源可以在換能器電壓變為正后打開晶體管，則會出現較大的窄電流尖峰，這會降低電效率并可能隨著時間的推移而降低晶體管的性能。增加占空比以導致晶體管導通，同時諧振電壓略微為負，從而消除了該尖峰。

整理好所有內容后，讓我們使用方便的四跡線智能示波器看看我們的電路在現實生活中的表現：

黃色 = 驅動電壓，~48% 占空比，5Vppk。在 40KHz

紫色 = 換能器兩端的電氣諧振電壓，92Vppk。在80KHz

綠色 = 晶體管發射極電流，在 40KHz 時峰值約為 80mA

藍色 = 換能器的聲輸出，用 MEMS 麥克風測量

壓電驅動電路波形

圖 4這是電路在現實生活中的表現。

換能器上的高峰值電壓是通過使用比在 40KHz 諧振的電感器更小的電感器實現的，允許電流上升大約兩倍的速度，在這個例子中，提供兩倍的電流來“充電”??電感器的磁場。

峰值電壓類似于推動秋千，可用的峰值電壓越高，提供的推動力就越強。在這個系統中，這轉化為換能器表面的更大位移，從而產生更大的聲輸出。

本設計理念并非詳盡無遺的諧振電路專著。相反，它演示了一個程序，通過該程序可以使用非常簡單、低成本的電路將任何諧振壓電換能器或蜂鳴器驅動到高聲輸出。

該過程可以總結如下：

確定換能器的聲共振頻率

創建相同頻率的驅動脈沖序列，從 50% 的占空比開始

根據需要調整占空比以消除開啟時的電流尖峰

確定換能器的電容值

選擇一個電感值，該電感值將以大約兩倍的聲共振產生電共振。

可能很難在仿真中復制此處呈現的聲學/電路，因為換能器由兩個或多個潛在的諧振元件組成。這些包括換能器元件的機械共振、換能器外殼的聲學共振(參考亥姆霍茲共振)，當然還有換能器電容與外部電感的電共振。

來自換能器端口或隔膜的輻射聲學負載增加了模擬的另一個困難。該電路的簡單電氣仿真在換能器上產生了 240Vppk，是實際電路中產生的兩倍多。與模擬結果相比，聲學負載可能代表降低該系統中峰值換能器電壓的大部分損失。

通過使用這一簡單的程序，可以輕松地以最少的時間和精力最大化傳感器輸出。

審核編輯：湯梓紅