低噪聲放大器（LNA）在多種接收機結構中都作為接收機第一級有源器件，承擔接收機的低噪聲下“放大”功能，在抑制噪聲干擾的同時提高了輸入信號的功率，并將信號傳遞給下一級的混頻器。

LNA的輸入端直接與濾波器或天線相連，因此要和前級在一定頻帶內形成良好的阻抗匹配，以降低信號反射從而提高信號傳輸，一般端口的阻抗設置為50歐姆。

目前寬帶匹配技術主要有負反饋、濾波結構、分布式、共柵極結構等。本文將粗略介紹這幾類寬帶匹配技術，并分析其優缺點，以便為之后的電路設計提供部分參考。

負反饋

在共源極放大器的柵漏極間設計反饋電阻，利用負反饋環路實現輸入阻抗的寬帶匹配。其能在很寬的頻帶實現平穩的增益和輸入匹配。因此該技術被廣泛用于寬帶LNA，在超寬帶（UWB）等LNA有不少的設計。其典型結構如圖1所示

圖1 典型的電阻并聯負反饋結構

忽略了寄生電阻和柵漏電容的影響，其輸入阻抗

電阻負反饋的結構簡單，不需電感器件，芯片的占片面積小，具有低成本優勢，因此也受到了廣泛研究和應用。設定合適的反饋電阻Rf、漏極負載Rd和輸入端的跨導，便能實現50Ω寬帶匹配。但是此類結構也有自己缺點，第一，匹配帶寬取決于反饋電阻的大小，為了獲得寬帶，則勢必減小反饋電阻，但反饋電阻減小增益也將降低，則對后續電路的噪聲抑制度降低。第二，該結構中形成了反饋環路，一定程度惡化了穩定性。第三，反饋電阻引入的熱噪聲可能會超過負反饋對原噪聲的抑制效果，LNA電路噪聲性能由此變差。

濾波結構

濾波網絡匹配則是利用濾波器原理實現的可控寬頻帶匹配。下圖2顯示了一款利用濾波器網絡實現寬帶輸入匹配的LNA

圖2 利用濾波網絡實現寬帶匹配的共源極放大器結構

該結構可視作共源極放大器前置了一個濾波器網絡，設置前置的濾波網絡使其與共源極放大器輸入端的虛部網絡正好構成切比雪夫帶通濾波器，在所需要的頻帶內實現總體虛部為零。輸入阻抗的實部則由共源極放大器提供。根據要求的帶寬，可設置n階濾波網絡，理論上濾波網絡的階數越高，能實現的匹配帶寬越寬。

但是濾波網絡實現的寬帶匹配有著巨大劣勢。首先，多階濾波勢必要用到多個電感電容，因此芯片面積將變得很大，成本高昂也不利于小型化。其次，若處在較高頻率，CMOS中電感的Q值往往較低，會產生較大的寄生效應。

分布式

分布式放大結構在寬帶匹配設計中也有著廣泛的應用，可以實現很寬的輸入匹配和增益。早先的分布式放大結構中，在多個級聯CS級放大器間采用傳輸線形式形成看過去的輸入特性阻抗為50歐姆。隨著CMOS技術的不斷發展，如今大多數已經利用電感和CS的MOS管中寄生電容形成偽傳輸線，從而達到寬帶內的匹配。其典型結構如圖3所示

圖3 采用分布式結構實現寬帶輸入匹配的LNA

該結構含有多個CS級聯，在實現寬帶匹配時，也能實現多級形成的高增益帶寬。與濾波網絡相同，從理論上，隨著級聯級數增加，其輸入帶寬和增益帶寬能持續增加下去。但是與此相同的是，分布式放大結構依然要使用大量的電感，占用了大量芯片面積，成本高昂，其次CMOS工藝下電感的低Q值使之在高頻段引入大量噪聲，以及電感寄生效應產生的電阻所帶來的插損，限制了其增益。除此之外，分布式放大結構的多個MOS管處于飽和區，使得該結構的LNA功耗往往非常大。雖然其帶寬和增益可觀，但往往不適用于低成本，高頻率，便攜式的應用中。

共柵極結構

共柵極結構實現的寬帶輸入匹配。相比于在輸入端引入柵漏電容而降低帶寬的共源極結構，共柵極甚至不需要附加電感電阻器件就能實現匹配。在多種匹配技術中易于實現且效果良好，因此它被廣泛的應用。下圖4所示便是典型的共柵極結構

圖4 典型的共柵極結構

輸入信號從MOS管源極流入，則從輸入端看過去的阻抗為

由上式可知，僅通過調節MOS管尺寸或者偏置電壓，令跨導倒數為50歐姆，而MOS管的跨導隨頻率變化較小，因此便能實現寬帶匹配[6]。該結構芯片面積相較于前幾種技術大大縮小，也易于實現。但該結構也有缺陷，共柵極的噪聲系數要比共源極大，此外為了實現阻抗匹配，其跨導被限定在20mS，因此單個共柵極的增益做不到很大。

小結

在設計LNA的匹配電路時，首先要依據整個放大電路所關注的指標（諸如面積、噪聲、帶寬等）來判斷取舍所采用的匹配技術。比如要求占片面積小，則分布式或濾波結構自然要排除在外。在要求較低噪聲時，共柵結構便不具有優勢。之后根據要達到的帶寬，對擬用的輸入網絡的參數或者階數不斷調整，從而達到設計目標。