在零中頻架構(gòu)的一個(gè)痛點(diǎn)----直流偏移和二階失真產(chǎn)物-零中頻接收機(jī)的另一個(gè)痛點(diǎn)，講了零中頻接收機(jī)的兩個(gè)痛點(diǎn)。

今天，來(lái)講一下第三個(gè)，即IQ不平衡。

在零中頻接收機(jī)中，接收到的RF信號(hào)，在經(jīng)過(guò)射頻前端的放大后，則通過(guò)正交混頻器，下變頻至兩路正交的基帶信號(hào)，就是我們平時(shí)所聽(tīng)說(shuō)的I路和Q路信號(hào)。

實(shí)現(xiàn)這兩路信號(hào)的正交，通常有兩種方式，即對(duì)RF信號(hào)進(jìn)行90度相移或者對(duì)LO信號(hào)進(jìn)行90度相移，如下圖所示。但是因?yàn)樵?a target="_blank">射頻通路中加入移相操作的話，需要綜合考慮很多因素，比如對(duì)鏈路噪聲的影響，對(duì)鏈路增益的影響等等，所以一般情況下，使用的是后者，即對(duì)LO信號(hào)進(jìn)行90度相移。

I/Q不平衡的來(lái)源

IQ不平衡，是指I路和Q路信號(hào)的幅度不平衡和相位不平衡。

而這些不平衡，主要來(lái)自于兩方面，一個(gè)是正交LO信號(hào)產(chǎn)生過(guò)程中帶來(lái)的幅度和相位不平衡，另一個(gè)是來(lái)自基帶鏈路本身的幅度和相位不平衡。

一般信號(hào)頻率越高，引入的相位不平衡就越大，這也是零中頻接收機(jī)中的IQ不平衡的影響要比超外差接收機(jī)中大的多的原因。

如下圖所示，假設(shè)鏈路中的delay mismatch都為10ps，則對(duì)于5GHz的信號(hào)，引入的相位不平衡為18°，而如果頻率降到1GHz的話，引入的相位不平衡則降低到3.6°。而且，由于頻率越高，芯片內(nèi)部的器件尺寸也就越小，所以器件之間的不平衡越嚴(yán)重，造成正交LO鏈路的不平衡也越嚴(yán)重。

另外，兩路模擬基帶信道中的增益，變化范圍可能達(dá)到80dB，而且I路和Q路是兩個(gè)不同的信道，經(jīng)過(guò)不同的器件。通常來(lái)說(shuō)，如果信號(hào)通過(guò)兩個(gè)完全不同的信道的話，即使是RFIC內(nèi)部，也難以實(shí)現(xiàn)完美的IQ匹配。而且基帶信道中還要實(shí)現(xiàn)同步的增益控制，這就又增加了IQ匹配的難度。

IQ不平衡的影響

那IQ信道之間的不平衡，會(huì)造成什么影響呢？

假設(shè)有一個(gè)QPSK的調(diào)制信號(hào)，如下圖所示，該調(diào)制信號(hào)，經(jīng)過(guò)一個(gè)幅度和相位不平衡的正交混頻器，然后變頻至I路和Q路基帶信號(hào)。

則變頻后的基帶信號(hào)的表達(dá)式，如下式所示。

考慮兩種情況，分別是只有幅度不平衡和只有相位不平衡。

由上圖可知，I路和Q路信道之間的幅度不平衡和相位不平衡，會(huì)造成星座圖的失真。

那怎么解決IQ不平衡呢？

答案就是校準(zhǔn)。

在有些標(biāo)準(zhǔn)中，要求的相位和增益不平衡指標(biāo)很嚴(yán)苛，器件和layout本身的原始匹配是不能滿足要求的。

所以，在很多高性能的系統(tǒng)中，I路和Q路的幅度和相位不平衡度都要進(jìn)行校準(zhǔn)，可以在開(kāi)機(jī)時(shí)，也可以實(shí)時(shí)。

如下圖所示，是開(kāi)機(jī)時(shí)校準(zhǔn)的一個(gè)例子。在開(kāi)機(jī)的時(shí)候，給正交混頻器的輸入端輸入一RF單音信號(hào)，然后在模擬基帶或數(shù)字基帶處觀察基帶信號(hào)。因?yàn)榛鶐盘?hào)的頻率比較低，所以他們的幅度和相位不平衡都可以準(zhǔn)確測(cè)量。得到測(cè)量結(jié)果后，就可以對(duì)接收到的信號(hào)，在解調(diào)前，進(jìn)行校正。

或者，實(shí)時(shí)進(jìn)行校準(zhǔn)，如下圖所示。在LO和基帶通路中，分別插入可調(diào)增益和可調(diào)相位的部件，然后調(diào)節(jié)這些器件，直到不平衡足夠小。

審核編輯：劉清