13.1 傳輸線的一階模型

理想傳輸線是一種新的理想電路元件，它有兩個重要的特征：恒定的瞬時阻抗和相應的時延。這個理想模型是連續分布式模型，因為理想傳輸線的各個特性分布在整條傳輸線上，而不是集中在一個集總點上。

從物理上講，可控阻抗傳輸線是由兩條一定長度且橫截面均勻的導線組成的。前面介紹了零階模型，它把傳輸線描述成一系列相互有一定間距的電容器的集合。然而這僅是物理模型，并不是等效電氣模型。

把信號路徑和返回路徑導線的每一小節描述成回路電感，就能進一步近似物理傳輸線。如下圖所示，這個最簡單的傳輸線等效電路模型中，每兩個小電容器就被一個小回路電感器隔開。圖中C表示兩條導線之間的電容，L表示兩小節之間的回路電感。

每一節信號路徑或返回路徑都有各自的局部自感。在兩個分立電容器之間的兩節信號路徑-返回路徑之間又存在局部互感。對于非平衡傳輸線，如微帶線，每一節中信號路徑的局部自感與返回路徑的局部自感是不同的，其中信號路徑的局部自感要比返回路徑的局部自感大10倍以上。

但是對信號而言，當它在傳輸線上傳播時，實際傳播的是從信號路徑到返回路徑的電流回路。從這種意義上講，所有信號電流流經的一個回路電感，由信號路徑節和返回路徑節構成。對于傳輸線上的信號傳播和大多數串擾而言，信號路徑和返回路徑的局部電感并不怎么重要，只有回路電感才是重要的。當把理想的分布傳輸線近似為一系列的LC電路時，模型中表示的電感實際上就是回路電感。

由C和L組成的傳輸線一階等效電路模型是理想傳輸線的近似。在極端的情況下，若電容器和電感器的尺寸逐漸減小而節數逐漸增多，近似程度就會更好。

在極端情況下，當電容器和電感器無窮小，而LC電路的節數趨于無窮時，單位長度電容C_L和單位長度電感L_L都為常數。這兩個參數通常稱為傳輸線的線參數。

信號沿網絡傳輸時，在每節點上都受到恒定的瞬時阻抗。這個瞬時阻抗與理想分布傳輸線元件的瞬時阻抗是一樣的，它在數值上與導線的特性阻抗相等。同理，從信號進入LC網絡到信號輸出會有一個有限的時延。

根據傳輸線的線參數和總長度，可以計算出傳輸線的特性阻抗和時延，即：

因為信號的速度取決于材料的介電常數、單位長度電容和單位長度電感，所以可將單位長度電容與單位長度電感關聯如下：

從特性阻抗和速度的關系，可以得出下列關系式：

從傳輸線的時延和特性阻抗，可以得出下列關系式：

其中，Z_0表示特性阻抗(單位為Ω)，L_L表示傳輸線的單位長度回路電感(單位為nH/in)，C_L表示傳輸線的單位長度電容(單位為pF/in)，T_D表示傳輸線的時延(單位為ns)，L_total表示傳輸線的總回路電感(單位為nH)，C_total表示傳輸線的總電容(單位為pF)，v表示傳輸線中的信號速度(單位為in/ns)。

所有介電常數為4的50Ω傳輸線，其單位長度電容都相同，約為3.3 pF/in。單位長度回路電感也都相同，約為8.3nH/in。

當信號邊沿快速傳播時，它既沒看到電容C和實現充電所需的時間常數RC，也沒看到電感L和導致上升邊變慢的時間常數L/R。相反，它看到了一種嶄新的優異特質，即可以支持傳輸任何上升邊信號的瞬時阻抗。對邊沿信號而言，傳輸線看上去既不像電感，也不像電容，它像一個電阻性元件。

13.2 特性阻抗的近似計算

設計一個指定的特性阻抗，實際上就是不斷調整線寬、介質厚度和介電常數的過程。如果知道傳輸線的長度和導線周圍材料的介電常數，計算出特性阻抗并運用上面的關系式，就可以計算出其他所有參數。

經驗法則 ：FR4板上50Ω微帶線的線寬等于介質厚度的2倍。而50Ω帶狀線的兩平面之間的總介質厚度等于線寬的2倍。

對于微帶線，推薦的通用近似式為：

對于帶狀線，推薦的通用近似式為：

其中，Z_0表示特性阻抗(單位為Ω)，h表示信號線與平面之間的介質厚度(單位為mil)，w表示線寬(單位為mil)，b表示平面之間的距離(單位為mil)，t表示金屬厚度(單位為mil)，ε_r表示介電常數。

在一階模型中，微帶線和帶狀線的特性阻抗與介質厚度和線寬的比值成比例變化。只要這個比值保持不變，特性阻抗就恒定不變。

13.3 n節集總電路模型

根據理想傳輸線的時延，可以估算出n節集總電路模型的帶寬。LC模型的節數越多，帶寬就越高。一節模型的帶寬只有第一個諧振頻率的1/4，兩節模型的帶寬為第一個諧振頻率的1/2，16節模型的帶寬為第4個諧振頻率。我們可以歸納出吻合的最高頻率，即模型的帶寬為：

其中，BW_model表示n節集總電路模型的帶寬，n表示模型中LC的節數，T_D表示傳輸線的時延，f_0表示全波的諧振頻率， f_0=1/T_D 。

要使模型的帶寬達到1/T_D，需要10節LC電路。也就是說，因為這個頻率相當于傳輸線上僅有一個全波，為了更好地近似，每1/10個信號波長就必須對應1節LC電路。

例如，如果互連的時延T_D=1ns，要求n節LC近似模型的帶寬為5GHz，則至少需要**n=10×5GHz×1ns=50**節。在最高頻率時，傳輸線上有**5GHz×1ns=5**個波長。每個波長需要10節，因此要獲得較好的近似效果，需要**5×10=50**節LC電路。

我們也可以估算出用單個LC電路近似傳輸線時的帶寬有多高。或者說，在多高的頻率范圍內，傳輸線可以近似成單個LC電路。單個LC電路的帶寬為：

傳輸線的時延越長，可以用單個LC模型近似的頻率就越低。

如果信號的上升邊為RT，則信號的帶寬(最高有效正弦波頻率成分)為：

如果傳輸線的時延為T_D，并用n節集總電路模型來近似，那么必須確保模型的帶寬BW_model應至少大于信號帶寬BW_sig，即：

即：

即：

其中，BW_sig表示信號的帶寬，BW_model表示模型的帶寬，RT表示信號的上升邊，T_D表示傳輸線的時延，n表示準確模型所需LC電路的最少節數。

如果上升邊等于傳輸線的時延，則此傳輸線的準確模型至少需要3.5節LC電路。在這種情況下，上升邊的空間延伸就等于傳輸線的長度。

經驗法則 ：當給定上升邊RT(單位為ns)值時，n節LC集總電路模型為了達到足夠高的帶寬，每節LC電路對應的線長(單位為in)值必須小于1.7×RT。

當然，無論是在低頻還是在高頻，理想分布傳輸線模型總是均勻互連的更好模型。

本節評估了依據信號帶寬及其精確度，在對實際傳輸線建模時所需LC電路的最少節數。但這仍是帶寬受限下的一種近似做法。在為實際傳輸線選配模型時，可以根據對特性阻抗和時延的要求，先定義一個理想傳輸線作為首選。在非常罕見的情況下，當問題也是用L或C值表征的時候，就可以采用上述的n節集總參數模型來模擬真實的傳輸線。但是，還是從一個理想傳輸線模型先建模。

13.4 特性阻抗隨頻率的變化

到目前為止都假設傳輸線的特性阻抗與頻率無關。但是，我們已經知道，從傳輸線前端看進去的輸入阻抗與頻率有密切的關系。畢竟，在低頻情況下，遠端開路傳輸線的輸入阻抗看上去像一個電容器，起初阻抗較高，再下降到很低。

假設隨著頻率的變化，互連的介電常數是個常數，那么單位長度電容也恒定不變。雖然在某些情況下，介電常數會有微小的變化，但對大多數材料而言這個假設是合理的。

由于趨膚效應的影響，單位長度電感會隨頻率而變化。實際上，在低頻時回路電感比較高，但是隨著越來越多的電流分布在外表面，回路電感將下降。這說明，在低頻時特性阻抗比較高，隨著頻率的升高，特性阻抗將下降到某一恒定值。

使用二維場求解器，可以計算出1盎司銅制成的50Ω微帶線的特性阻抗與頻率的關系，在低頻時特性阻抗比較高，約在1MHz開始下降，且直到50MHz以前都一直在下降。從直流到高頻，特性阻抗的總下降量約為7Ω，即變化小于15%。

約50 MHz以上時，傳輸線的特性阻抗是個常數，不再隨頻率變化。這個值就是通常用于估計各種高速信號性能的“高頻”特性阻抗。