一簡介

鐵氧體磁珠是無源器件，可在寬頻率范圍內過濾高頻噪聲。它在目標頻率范圍內具有電阻特性，并以熱量的形式耗散噪聲能量。鐵氧體磁珠與電源網絡串聯，而磁珠的兩端通常接對地電容，形成一個低通濾波器網絡，進一步降低高頻電源噪聲。

但是，若系統設計中對鐵氧體磁珠使用不當，則會產生不利影響。正確理解并充分考慮鐵氧體磁珠的特性后，這些問題是可以避免的。

本文討論系統設計人員在電源系統中使用鐵氧體磁珠時的注意事項，比如直流偏置電流變化時的阻抗與頻率特性，以及干擾LC諧振效應。最后，為了解決干擾諧振問題，介紹了阻尼技術，并比較了各項阻尼方法的有效性。

為演示鐵氧體磁珠作為輸出濾波器影響而采用的器件是一款 2 A/1.2 A DC-DC 開關調節器，具有獨立的正輸出和負輸出 (ADP5071)。文中所用的鐵氧體磁珠主要采用芯片類型表貼封裝。

二鐵氧體磁珠簡化模型與仿真

鐵氧體磁珠能夠等效為一個由電阻、電感和電容組成的簡化電路，如圖1a 所示。RDC對應磁珠的直流電阻。CPAR、LBEAD和RAC分別表示寄生電容、磁珠電感和與磁珠有關的交流電阻（交流磁芯損耗）。

圖1. (a) 簡化電路模型

(b) 采用韜略磁珠TLED2012E102-1R5TF 測量的ZRX曲線。

鐵氧體磁珠可依據三個響應區域分類：感性、阻性和容性。查看ZRX曲線便可確定這些區域（如圖1b 所示），其中Z表示阻抗、R表示電阻、X表示磁珠的電抗。為了降低高頻噪聲，磁珠必須處于阻性區域內；電磁干擾 (EMI) 濾波應用尤其需注意這一點。該元件用作電阻，可阻止高頻噪聲并以熱量的形式耗散。阻性區域出現在磁珠交越頻率(X = R) 之后，直至磁珠變為容性的那一點為止。此容性點位置為容性電抗 (–X) 絕對值等于R的頻率處。

某些情況下，簡化電路模型可用來近似計算鐵氧體磁珠高達 sub-GHz范圍的阻抗特性。

本文以磁珠TLED2012E102-1R5TF多層鐵氧體磁珠為例。圖1b顯示了在零直流偏置電流條件下使用阻抗分析儀測得的磁珠TLED2012E102-1R5TF ZRX響應。在測得的ZRX曲線上，磁珠表現出最大感性特性（Z ≈ XL；LBEAD）的區域中，該磁珠的電感可根據下列公式計算：

其中: f 是區域內磁珠表現為感性的任意頻率點。本例中，f = 30.7 MHz。XL是30.7 MHz時的電抗，數值為233 Ω。 由公式1 得出的電感值 (LBEAD) 等于1.208 μH。 在磁珠表現出最大容性特性（Z ≈ | XC|；CPAR）的區域中，寄生電容可根據下列公式計算：

其中:

f 是區域內磁珠表現為容性的任意頻率點。本例中，f = 803 MHz |XC|是803 MHz 時的電抗，數值為118.1 Ω。由公式2得出的寄生電容值(CPAR) 等于1.678 pF。

根據制造商的數據手冊，直流電阻(RDC) 等于300 mΩ。交流電阻(RAC)是磁珠表現為純阻性時的峰值阻抗。從Z中減去RDC即可得出RAC。由于相比峰值阻抗，RDC極小，因而可以忽略。因此，本例中RAC等于1.082 kΩ。使用ADIsimPE電路仿真工具生成阻抗與頻率響應的關系。圖2a顯示了電路仿真模型，并提供計算值；圖2b顯示了實際測量結果以及仿真結果。本例中，從電路仿真模型得出的阻抗曲線與測量曲線嚴格匹配。

圖2. (a) 電路仿真模型 (b) 實際測量結果與仿真測量結果。

在噪聲濾波電路設計和分析中，采用鐵氧體磁珠模型很有幫助。例如，當與去耦電容一同組成低通濾波器網絡時，對電感進行近似計算對于決定諧振頻率截止很有幫助。然而，本文中的電路模型是零直流偏置電流情況下的近似。此模型可能隨直流偏置電流的變化而改變，而在其他情況下可能需要采用更復雜的模型。

三直流偏置電流考慮因素

為電源應用選擇正確的鐵氧體磁珠不僅需要考慮濾波器帶寬，還需考慮磁珠相對于直流偏置電流的阻抗特性。大部分情況下，制造商僅指定磁珠在100 MHz的阻抗并公布零直流偏置電流時的頻率響應曲線數據手冊。然而，將鐵氧體磁珠用作電源濾波時，通過磁珠的負載電流始終不為零，并且隨著直流偏置電流從零開始增長，這些參數也會隨之迅速改變。 隨著直流偏置電流的增加，磁芯材料開始飽和，導致鐵氧體磁珠電感大幅下降。電感飽和度根據組件磁芯所用的材料而有所不同。圖3a顯示了兩個鐵氧體磁珠的典型直流偏置依賴情況。額定電流為50%時，電感最多下降90%。

圖3. (a) 直流偏置對磁珠電感的影響以及相對于直流偏置電流的曲線

(b) 采用TLED1608E101-1R5TF磁珠

(c) 采用TLED4516U700-6R0TF 磁珠

如需高效過濾電源噪聲，則就設計原則來說，應在額定直流電流約20%處使用鐵氧體磁珠。如這兩個示例所示，在額定電流20%處，電感下降至約30%（6 A磁珠）以及約15%（3 A磁珠）。鐵氧體磁珠的電流額定值是器件在指定升溫情況下可承受的最大電流值，并非供濾波使用的真實工作點。

此外，直流偏置電流的效果可通過頻率范圍內阻抗值的減少而觀察到，進而降低鐵氧體磁珠的有效性和消除EMI 的能力。圖 3b和圖3c顯示了鐵氧體磁珠阻抗如何隨直流偏置電流的變化而改變。只需施加額定電流的50%，100 MHz時的有效阻抗就會從100Ω大幅下降至10Ω（ TLED1608E101-1R5TF，100 Ω，3 A， 0603），以及從70Ω下降至15Ω（TLED4516U700-6R0TF， 70 Ω，6 A，1812）。

系統設計人員必須完全了解直流偏置電流對磁珠電感和有效阻抗的影響，因為這對于要求高電源電流的應用可能十分重要。

四LC諧振效應

當鐵氧體磁珠與去耦電容一同應用時，可能產生諧振尖峰。這個經常被忽視的效應可能會損害性能，因為它可能會放大系統的紋波和噪聲，而非衰減它們。很多情況下，此尖峰發生在DC-DC 轉換器的常用開關頻率附近。 當低通濾波器網絡（由鐵氧體磁珠電感和高Q 去耦電容組成）的諧振頻率低于磁珠的交越頻率時，發生尖峰。濾波結果為欠阻尼。圖4a顯示的是TLED1608E102-1R5TF 測量阻抗與頻率的關系曲線。阻性元件（與干擾能量的耗散有關）在達到大約20MHz到30MHz范圍之前影響不大。低于此頻率則鐵氧體磁珠依然具有極高的Q值，且用作理想電感。典型鐵氧體磁珠濾波器的LC諧振頻率一般位于0.1 MHz到10 MHz范圍內。對于300 kHz到5MHz范圍內的典型開關頻率，需要更多阻尼來降低濾波器Q值。

圖4. (a) TLED1608E102-1R5TF ZRX曲線 (b) 鐵氧體磁珠和電容低通濾波器的S21 響應 圖4b 顯示了此效應的一個示例；圖中，磁珠的S21 頻率響應和電容低通濾波器顯示了峰值效應。此例中使用的鐵氧體磁珠是 TLED1608E102-1R5TF（100 Ω，3 A，0603），使用的去耦電容是Murata GRM188R71H103KA01 低ESR 陶瓷電容（10 nF，X7R， 0603）。負載電流為微安級別。 無阻尼鐵氧體磁珠濾波器可能表現出從約10dB到約15dB的尖峰，具體取決于濾波器電路Q值。圖4b中，尖峰出現在2.5 MHz左右，增益高達10 dB。 此外，信號增益在1 MHz 到3.5 MHz 范圍內可見。如果該尖峰出現在開關穩壓器的工作頻段內，那么可能會有問題。它會放大干擾開關偽像，嚴重影響敏感負載的性能，比如鎖相環(PLL)、 壓控振蕩器 (VCO) 和高分辨率模數轉換器 (ADC)。圖4b 中顯示的結果為采用極輕負載（微安級別），但對于只需要數微安到1 mA 負載電流的電路部分或者在某些工作模式下關閉以節省功耗的部分而言，這是一個實用的應用。這個潛在的尖峰在系統中產生了額外的噪聲，可能會導致不良串擾。 例如，圖5顯示了一個ADP5071 應用電路，該電路采用了磁珠濾波器；圖6 顯示了正輸出端的頻譜曲線。開關頻率設為2.4 MHz，輸入電壓設為9 V，輸出電壓設為16 V，負載電流設為5 mA。

圖5. ADP5071 應用電路（帶磁珠和電容低通濾波器，部署在正輸出端）

圖6. ADP5071 頻譜輸出（5 mA 負載） 由于磁珠的電感和10 μF 陶瓷電容，諧振尖峰出現在約2.5 MHz 處。出現了10 dB增益，而非衰減2.4 MHz處的基頻紋波頻率。 影響諧振尖峰的其他因素是鐵氧體磁珠濾波器的串聯阻抗和負載阻抗。在較電源內阻下，尖峰大幅下降，并被阻尼所減弱。然而，采用這種方法會導致負載調節下降，從而失去實用性。由于串聯電阻下降，輸出電壓隨負載電流而下降。負載阻抗還會影響峰值響應。輕載條件下的尖峰更嚴重。

五阻尼方法

本節介紹三種阻尼方法，系統工程師可用來大幅降低諧振尖峰電平（見圖7）。

圖7. 不同阻尼方法的實際頻率響應

1、方法A 是在去耦電容路徑上添加一個串聯電阻，可抑制系統諧振，但會降低高頻旁路有效性；

2、方法B 是在鐵氧體磁珠兩端添加一個小數值并聯電阻，這樣也會抑制系統諧振。但是，在高頻時濾波器的衰減特性會下降。圖8顯示了TLED1608E102TF 使用和不使用10Ω并聯電阻的情況下阻抗與頻率的關系曲線。淺綠色虛線表示磁珠采用10Ω并聯電阻的總阻抗。磁珠阻抗和電阻組合大幅下降，并主要由10Ω電阻決定。但是采用10Ω并聯電阻時的3.8 MHz交越頻率遠低于磁珠自身在40.3 MHz時的交越頻率。在低得多的頻率范圍內磁珠表現出阻性，可降低Q值，改善阻尼性能。

圖8. (a) TLED1608E101-1R5TF ZRX曲線

(b) TLED1608E101-1R5TF ZRX曲線，縮放視圖

3、方法C是添加大電容 (CDAMP)與串聯阻尼電阻(RDAMP)的組合，通常這種方法最佳。

添加電容和電阻可抑制系統諧振，同時不會降低高頻時的旁路有效性。采用此種方法可以避免大隔直電容導致電阻功耗過大。該電容必須遠大于所有去耦電容之和，這降低了所需的阻尼電阻值。在諧振頻率處，電容阻抗必須遠小于阻尼電阻，以便減少尖峰。

圖9 顯示了ADP5071 正輸出頻譜曲線，其應用電路采用阻尼方法C，如圖5 所示。CDAMP 和RDAMP 分別是1 μF 陶瓷電容和2 Ω SMD 電阻。2.4 MHz 時的基頻紋波降低5 dB 增益，而非圖9 中 顯示的10 dB 增益。

圖9. 采用阻尼方法C時的ADP5071頻譜輸出以及磁珠和電容低通濾波器

一般而言，方法C 最為優雅，通過添加一個電阻和陶瓷電容的 串聯組合實現，無需購買昂貴的專用阻尼電容。比較可靠的設 計始終包含電阻，可在原型制作時方便調試，如果不需要還可 移除。唯一缺點是額外的元件成本和更多的電路板占位空間。

六總結

磁珠是工程師電路設計中應用的廣泛的器件之一，本文討論了使用鐵氧體磁珠時必須考慮的關鍵因素，希望對廣大工程師有借鑒意義，把產品的EMC設計的更好。 ———— / END / ————

審核編輯：湯梓紅