引言

不對稱半橋具有結構簡單，控制方便和無需輔助器件就可以實現軟開關等優點，所以在中小功率的應用場合很有優勢。但是這種不對稱的控制方法卻導致變換器中的隔離變壓器勵磁電流具有直流分量。這就要求變壓器必須有足夠能力承受直流偏磁，通常對于鐵氧體磁芯要開一定的氣隙以防止飽和。但是變壓器開氣隙，會令變壓器的勵磁電感減小，從而增加勵磁電流和損耗。

本文詳細分析了不對稱半橋變壓器直流偏磁的產生機理，并且探討了兩種解決偏磁問題的方法。

1 不對稱半橋結構分析

傳統的半橋采用兩路相位相差180°，脈沖寬度相同的驅動信號分別驅動上下兩個開關管。不對稱半橋并沒有改變傳統半橋的主電路結構，而是采用兩路互補的驅動信號分別驅動開關管。當一個開關的占空比為D ，則另外一個開關管占空比為1 - D（忽略死區時間） 。這樣利用變壓器的漏感或者串聯諧振電感可以實現兩個開關管的零電壓開通。圖1為不對稱半橋的主電路結構。Lr 為諧振電感， Lm為變壓器原邊勵磁電感，Lf 為輸出濾波電感， T為理想變壓器。

在電流連續模式下，輸入輸出電壓關系為：

這里n = ns / np 為次級繞組和初級繞組的比值，如果次級采用平衡繞組，則兩個次級繞組和初級繞組的比值為n1 = n2 = n。從式（1）中可知，當占空比D = 0. 5的時候， Uo 最大。所以通常把D 限制在《0. 5或者》 0. 5。

2 變壓器直流偏磁機理分析

對于對稱半橋，在穩態工作條件下，變壓器是雙向對稱磁化的。也就是，勵磁電流沒有直流分量。所以，對稱半橋的變壓器無需開氣隙。但是，不對稱控制下的半橋變壓器的勵磁電流具有直流分量，而且與兩個開關管占空比的不對稱度和輸出電流有關。

圖2為兩個開關管VT1和VT2的驅動波形（忽略死區） 、次級濾波電感的電流波形、兩個整流二極管的電流波形以及理想變壓器的原邊電流。VT1和VT2的占空比分別為D 和12D。電感電流的平均值為輸出電流Io。兩個整流管的電流ID1和ID2 ，也就是兩個變壓器次級的輸出電流，分別在其占空時間D和12D中，平均值也為Io。依據理想變壓器的電流關系，可以得到理想變壓器原邊電流Ip。從其波形中可以得知， Ip 具有直流分量。而對于半橋電路，變壓器原邊串了一個電容Cb。在穩態工作情況下，只有交流電流能通過Cb ，從而勵磁電感Lm 上電流Im 也必然會有直流分量，其值為

從式（2）可以看出， Imdc與Io 和D 有關，當D 等于0. 5的時候Imdc = 0;當D等于0和1的時候Imdc達到最大。

通常開關電源變壓器多采用鐵氧體磁芯。鐵氧體磁芯雖然磁導率高，但是飽和磁密低，所以承受直流偏磁能力很弱。圖3為鐵氧體磁芯不加氣隙和加氣隙的磁滯回線。

對于磁化強度：

所以從圖3可以看到不加氣隙的鐵氧體磁芯能承受的直流電流非常小，所以只有采取加氣隙的方式來解決這個問題。但是氣隙會導致勵磁電流增加，降低了變壓器的利用率，不利于減小變壓器體積和提高效率。

3 解決方法

（1）不對稱繞組解決偏磁問題

對于對稱繞組的不對稱半橋，只有在D = 0. 5的時候，變壓器才不會出現直流偏磁。然而實際情況中，讓變換器工作在D = 0. 5是不可能的。采用不對稱繞組，也就是兩個次級相對于初級的變比不同。假設一個為n1 ，另外一個為n2 ，則變壓器勵磁電流直流分量為：

（2）次級倍流整流解決偏磁問題

除了采用次級不對稱繞組之外，還可以采用次級倍流整流的方式來解決偏磁問題。圖4為倍流整流的不對稱半橋主電路。該電流次級采用兩個濾波電感L1 和L2 ，比較適合大電流輸出的場合。

對于次級倍流整流的不對稱半橋的輸出電壓為：

這里n為變壓器次級和初級的匝比。若整流電感L1 和L2 的平均電流分別是IL1和IL2 ，則變壓器次級輸出電流的平均值為：

而對于電感L1 和L2 ，兩者的平均電流是根據其等效串聯電阻RL1和RL2分配的：

把式（10）代入式（11） ，得到

也就是說滿足式（12 ）就可以消除變壓器的直流偏磁。

4 仿真分析

利用仿真軟件saber對三種電路分別做仿真。輸入電壓為300 V，輸出電壓為15 V，輸出電流為10A。占空比D = 0. 3。圖5為仿真后變壓器原邊勵磁

電感的電流，分別為：次級對稱繞組n = 1 /8， Imdc =456 mA;次級不對稱繞組n1 = 1 /6， n2 = 1 /14 Imdc =28. 5 mA;次級倍流整流： n = 1 /4， RL1 = 0. 07Ω， RL2= 0. 03Ω， Imdc = 0. 69 mA。

5 結論

傳統不對稱半橋的變壓器因為有直流偏磁，所以變壓器的利用率不高。本文從理論上分析了直流偏磁產生的原因，并且探討了次級不對稱繞組和次級倍流整流這兩種方法來解決偏磁問題。最后通過仿真驗證了兩種方法的可行性。