推挽是一個輸出電路。

這是一個輸出電路按功放輸出級放大元件的數量，可以分為單端放大器和推挽放大器。

單端放大器的輸出級由一只放大元件（或多只元件但并聯成一組）完成對信號正負兩個半周的放大。單端放大機器只能采取甲類工作狀態。

推挽放大器的輸出級有兩個“臂”（兩組放大元件），一個“臂”的電流增加時，另一個“臂”的電流則減小，二者的狀態輪流轉換。對負載而言，好像是一個“臂”在推，一個“臂”在拉，共同完成電流輸出任務。盡管甲類放大器可以采用推挽式放大，但更常見的是用推挽放大構成乙類或甲乙類放大器。

當輸出高電平時，也就是下級負載門輸入高電平時，輸出端的電流將是下級門從本級電源經VT3拉出。這樣一來，輸出高低電平時，VT3 一路和VT5 一路將交替工作，從而減低了功耗，提高了每個管的承受能力。又由于不論走哪一路，管子導通電阻都很小，使RC常數很小，轉變速度很快。因此，推拉式輸出級既提高電路的負載能力，又提高開關速度。供你參考。

如果輸出級的有兩個三極管，始終處于一個導通、一個截止的狀態，也就是兩個三級管推挽相連，這樣的電路結構稱為推拉式電路或圖騰柱（Totem- pole）輸出電路。當輸出低電平時，也就是下級負載門輸入低電平時，輸出端的電流將是下級門灌入VT5

CCFL推挽式緩沖電路

無抑制時的漏極電壓

圖1詳細列出了使用15V直流電源工作時，推挽式驅動器的典型柵極驅動電壓和漏極電壓波形。在推挽式驅動結構中，當互補MOSFET開啟時，正常情況下漏極電壓會升至直流電源電壓的兩倍（或者本例中的30V）。然而，如圖1所示，尖峰電壓卻高達54V。在MOSFET關閉以及互補MOSFET開啟時，n通道功率MOSFET的漏極也會出現尖峰電壓。

圖1. 無緩沖電路時的漏極電壓

可抑制漏極尖峰電壓的電路及設計

可以通過為每個漏極添加簡單的RC網絡來抑制尖峰電壓，如圖2所示。合適的電阻（R）和電容（C）值可由如下過程確定。在闡述該過程之后，將有一個實例演示如何降低圖1所示的尖峰電壓。

圖2. 推挽驅動器的漏極緩沖電路

確定合適的緩沖電路RC值

測量尖峰諧振頻率。見圖3所示實例。

在MOSFET的漏極和源極上并聯一個電容（無電阻，僅電容），調整電容值，直到尖峰諧振頻率降低到原來的二分之一。此時，該電容值為產生尖峰電壓的寄生電容值的三倍。

因為寄生電容值已知，寄生電感值可用如下等式求得：

L = 1 / ［（2πF）2 x C］，其中，F＝諧振頻率，C = 寄生電容值

現在，寄生電容和電感值都已知，諧振回路的特征阻抗可由如下等式求得：

Z = SQRT（L/C），其中，L = 寄生電感值，C = 寄生電容值

RC緩沖電路中的電阻值應該接近特征阻抗，電容值應該是寄生電容值的四到十倍。使用更大的電容可以輕微降低電壓過沖，但要以更多的功率耗散和更低的逆變效率為代價。

計算RC緩沖器元件值

在這部分，使用前面提到的五個步驟，可以計算出組成緩沖電路、用來降低圖1中尖峰電壓的適當電阻電容值。

找出諧振尖峰電壓的頻率。圖3顯示出它大約為35MHz。

圖3. 無緩沖電路的諧振尖峰電壓的頻率

在漏極和地線之間并聯一個電容，以將諧振頻率降至大約一半（17.5MHz）。如圖4所示，330pF的并聯電容即可將諧振頻率降低至大約17.5MHz。最佳電容值可以通過嘗試并聯不同容量的電容來確定。最好從小容量電容開始（比如100pF），然后逐漸增大。

因為330pF的并聯電容即可將諧振頻率降至原來的二分之一，寄生電容值應該是其三分之一（大約110pF）。

圖4. 提供330pF并聯電容時的諧振尖峰電壓頻率

計算寄生電感值。

寄生電感 = L = 1 / ［（2 x 3.14 x 35MHz）2 * 110pF］ = 0.188μH

計算特征阻抗。

特征阻抗 = Z = SQRT （0.188μH / 110pF） = 41

選擇適當的電阻和電容值。緩沖電路中的電阻值R應該接近41Ω，而電容值C應該在寄生電容110pF的四到十倍之間。在本例中，我們選擇電容C為1000pF，大約為寄生電容值的九倍。

圖5顯示了加入由39Ω電阻及1000pF電容組成的緩沖電路后的結果。

圖5. 加入RC緩沖電路（39Ω，1000pF）后的漏極電壓

結論

本應用筆記說明，通過一些簡單的經驗測量，即可確定推挽式驅動結構中阻容緩沖電路的適當值。該緩沖電路可以大大降低功率MOSFET漏極不期望出現的尖峰電壓。